【Word版本下載可任意編輯】輔助電源的工作原理和輸出電路設計輔助電源是電機驅動、光伏逆變器和UPS系統等工業應用的重要組成部分。高壓直流總線轉換為5V至48V直流電源，為控制電路、傳感電路、冷卻風扇、SELV電路等供電。在這些應用中，電源的電流隔離是一個常見的要求，功率電平通常低于100W。由于直流鏈路電壓的變化，它還應該能夠在寬輸入電壓范圍內工作，通常從300V到1000V。單開關反激式拓撲構造簡單，元件數量很少，成本低，是此類低功率DC-DC電源轉換的廣泛使用的拓撲構造之一。

圖1：單開關反激式轉換器

使用SiCMOSFET的300V~1000V單開關反激式轉換器的設計注意事項

單開關反激式轉換器中的電源開關器件必須能承受很大電壓，該電壓定義為很高輸入電壓、變壓器感應效應、次級反射電壓和電路布局寄生電感引起的過電壓之和。在1000V輸入時，該峰值電壓很容易超過1200V。雖然1500VSiMOSFET無法提供足夠的電壓安全裕度，但需要使用額定值2000V及以上的SiMOSFET。由于其較高的特定導通電阻，這將導致尺寸過大的MOSFET具有降低的功率密度。此外，此類MOSFET將增加半導體在應用中的整體成本。

針對此類問題，Littelfuse提供了1700VSiCMOSFET，即使對于1000V標稱輸入直流鏈路電壓也能提供足夠的電壓裕度。與2000VSiMOSFET對應物相比，1700VSiCMOSFET的特定導通電阻降低了近82%。這將大大降低傳導損耗和半導體成本，同時提高功率密度和應用。此外，碳化硅MOSFET的低開關能量和超低柵極電荷支持更高的開關頻率，因此可以在提高轉換器效率的同時實現更緊湊、低損耗的變壓器設計。在很好的情況下，被動冷卻是可能的。

工作原理

如圖1所示，當MOSFET導通時，能量存儲在變壓器的初級線圈中。變壓器的次級側被二極管阻斷，負載由次級側的輸出電容器供電。

當MOSFET關斷時，MOSFET兩端的初級電壓超過輸入電壓加上次級繞組反射的輸出電壓。在此期間，次級側二極管D1導通，變壓器初級兩端的電壓近似鉗位到反射輸出電壓。

關斷事件會中斷流經變壓器初級繞組的電流，導致MOSFET上出現電壓尖峰，該電壓尖峰與雜散電路電容諧振并產生大振幅高頻振鈴。

這種諧振被RCD鉗位/緩沖電路抑制。碳化硅MOSFET提供更高的電壓裕度，因此允許更低的緩沖器損耗。緩沖電容需要足夠大，以在吸收泄漏能量的同時保持較小的電壓紋波。

變壓器設計

變壓器是設計中的關鍵無源元件。磁芯材料和繞組線選擇決定了變壓器的功率損耗和溫升。漏感影響功率MOSFET上的電壓振鈴和峰值電壓，并決定RCD鉗位電路設計。隔離電容會影響系統的共模噪聲發射。

變壓器的初級與次級匝數比決定了初級側MOSFET和次級側整流二極管上的實際峰值電壓。對于1700VMOSFET，考慮到很大漏感電壓尖峰為很大輸入電壓的25%，建議降額15%。二次側的很大允許反射電壓可估算為：

其中VF是輸出整流二極管的正向電壓

輸出電路設計

輸出電容的很小值由紋波要求決定。

輸出整流二極管峰值電壓等于輸出電壓加上反射輸入電壓，如以下等式所示：

柵極驅動及控制電路

SiCMOSFET具有超低輸入電容，因此開啟器件所需的柵極電荷也非常低。PWM控制器IC可以直接驅動SiCMOSFET，無需額外的驅動器IC，從而進一步降低系統成本。

建議使用不同的導通和關斷電阻-較小的導通電阻以減少導通損耗，較大的關斷電阻以減少電壓振鈴和EMI噪聲發射。

SiCMOSFET需要比SiMOSFET更高的柵極驅動電壓。15V到20V的值通常會產生很低的導通電阻。降低驅動電壓將降低短路峰值電流，這可能會提高系統的耐用性，但代價是RDS（on）值略有增加。這種影響在較高的工作溫度下不太明顯。例如，18V驅動MOSFET的很佳驅動電壓為20V，在125?C時導通電阻只會增加3.5%。然而，如果驅動電壓太低，器件可能會在較低的電流下飽和而無法支持高峰值電流。

優化柵極環路的實際布局并使其盡可能短至關重要。關鍵設計目標是降低柵極環路電感并防止近場耦合，以很大限度地減少柵極振鈴和高峰值柵極電壓。

具有300V~1000V寬輸入和12V輸出的1700V參考設計的性能

選擇Littelfuse的1700V750mΩSiCMOSFET（部件號LSIC1MO170E0750）作為初級側開關。晶體管TO-247-3封裝提供了較大的熱交換面積和較低的熱阻RTHJ-C，以簡化熱管理，同時降低芯片的功率損耗和被動冷卻。

選擇Littefuse的150V二極管（部件號DSA30C150PB）作為整流二極管。

考慮到轉換器損耗的整體優化目標，選擇開關頻率fs=110kHz，變壓器的匝數比選擇為12。對于12V輸出電壓，額定輸出電壓紋波《10mV。

該電路旨在在很大輸入電壓下在50%到100%的負載范圍內保持連續導通模式操作（CCM）。這是一方面減少半導體損耗和EMI，另一方面減少變壓器匝數之間的權衡。后者影響RCD鉗位電路中的重量、漏感和功率損耗。

對于所有輸入電壓條件，轉換器效率在40%負載以上都高于80%。在50%負載和300V輸入電壓下可實現89.3%的峰值效率。

圖2：不同輸入電壓條件下測得的效率與輸出功率的關系

如圖10所示，在SiCMOSFET上沒有連接散熱器、在25?C環境溫度下自然對流冷卻的情況下，SiCMOSFET在1000V輸入電壓下滿載時的很高溫度到達106.5?C。當輸入電壓增加時，MOSFET溫度會顯著增加，這主要是由開關損耗驅動的。二極管和變壓器的溫度保持在80?C以下。

圖3：不同輸入電壓（25?C環境溫度）下滿載時的熱圖像

1700VSiCMOSFET是應對為工業系統設計寬輸入電壓輔助電源轉換器的挑戰的可靠解決方案。