1、2.5具有隔離功能的自激式開關(guān)電源前述不隔離的開關(guān)電源在使用中形成用電設(shè)備與供電電源電路共地，經(jīng)過輸入整流供電設(shè)備的“地”帶有市電，紿用戶及維護造成潛在危險。同時，由于對CMOS集成電路和數(shù)字處理集成電路的應(yīng)用日益廣泛，倘若采用此類過壓敏感的器件，是不能與市電采用同一參考點的。即使是普通設(shè)備，隨著功能的擴展，具有多種規(guī)格的音視頻或數(shù)字信號接口，信號地與市電也必須隔離。通常人們所說的并聯(lián)型開關(guān)電源，指開關(guān)管和負載電路是并聯(lián)的，目前多用于升壓型不隔離開關(guān)電源中。此處所稱I/O隔離的開關(guān)電源，也稱為脈沖變壓器耦合的開關(guān)電源。輸入電源通過開關(guān)管控制脈沖變壓器初級線圈的能量存儲，能量釋放則通過脈沖變壓器

2、次級進行。改變脈沖變壓器的匝數(shù)比，可以得到各種不同的脈沖電壓，整流濾波后，以直流向負載提供電壓。很明顯，開關(guān)電源的輸入和輸出端是通過脈沖變壓器的磁耦合傳遞能量的，脈沖變壓器繞組之間的絕緣，使初級側(cè)與次級側(cè)完全隔離，絕緣電阻和抗電強度均可達到很高。目前所有從市電供電的設(shè)備，幾乎全部采用此類開關(guān)電源，取代了多年來使用的工頻變壓器和耗能型穩(wěn)壓器。脈沖變壓器耦合的開關(guān)電源按其激勵方式分為自激式和它激式。自激式脈沖變壓器耦合的開關(guān)電源是以開關(guān)管為主組成脈沖變換器，將直流電變成脈沖波，通過脈沖變壓器耦合送往負載電路；它激式則以開關(guān)管作為獨立開關(guān)，與脈沖變壓器儲能繞組串聯(lián)接入供電電路，開關(guān)管則受獨立的脈沖驅(qū)

3、動器輸出的調(diào)寬脈沖控制。脈沖變壓器耦合的開關(guān)電源按其向負載提供能量的方式，可分為正激式和反激式。正激式脈沖變壓器耦合的開關(guān)電源是在開關(guān)管導(dǎo)通時，向負載提供能量；反激式則為電一磁一電轉(zhuǎn)換方式，通過脈沖變壓器的能量存儲，在開關(guān)管截止期間向負載提供能量。2.5.1 自激式隔離開關(guān)電源的基本電路自激式隔離開關(guān)電源的原理電路見圖2-10,其主要功能部分包括：開關(guān)管VT和TC組成的自激振蕩電路，脈沖寬度調(diào)制的控制系統(tǒng)，取樣系統(tǒng)，次級的脈沖整流濾波電路等。自激式隔離開關(guān)電源的基本電路如圖2-11所示。由開關(guān)管VT304和脈沖變壓器TC301構(gòu)成的間歇振蕩器組成變換器電路。將C308兩端輸入的直流電變換成矩形

4、波，加在TC301的初級。接通電源后，輸入電壓通過R302給VT304基極施加不足1mA的啟動偏置，VT304集電極電流由零開始上升。集電極電流的增長，使T301正反饋繞組端產(chǎn)生上升的感應(yīng)脈沖，加到VT304基極，形成正反饋，使VT304導(dǎo)通電流進一步增大。在此過程中，C313充電，隨著充電電流逐漸減小，Ib隨之減小，VT304進入Ib隹Ic的相對飽和狀態(tài)，迫使集電極電流回落，造成TC301正反饋繞組端形成脈沖反向，VT304因正反饋作用迅速截止。在此期間，C313通過V308快速放電，以準備進入下一個振蕩周期。在振蕩過程中，R314不僅限制C313在正反饋脈沖前沿的充電電流，同時還和C313

5、共同設(shè)定振蕩電路的基本脈沖寬度。圖2-10自激式隔離開關(guān)電源原理電路自激開美次級地圖2-11自激式隔離開關(guān)電源的基本電路在振蕩過程中，當VT304集電極電流減小，趨向快速截止時，TC301的正反饋繞組T端為負向脈沖，端為正向脈沖，通過二極管V307向C314充電，其極性為左正右負。該反偏電壓通過VT303的C-E極施加于VT304的B-E極上。當VT304下一個導(dǎo)通周期開始時，通過改變VT303的集電極電流，可控制VT304的截止時間。如果VT303集電極電流較大,C314放電電流也較大，則該放電電流形成VT304的反向偏置，使VT304提前截止。所以,C314和VT303構(gòu)成對VT304導(dǎo)通

6、脈沖寬度的控制。在上述振蕩過程中，當VT304截止時，TC301的感應(yīng)脈沖和供電電壓串聯(lián)加在VT304集電極，輸入電壓為300V直流時，其幅度約為520V。根據(jù)圖示TC301各繞組相位關(guān)系可以看出，TC301初級繞組端和次級繞組端同相位，即VT304截止時，V320導(dǎo)通，將次級繞組-的感應(yīng)脈沖整流，向負載供電。因此可以確認此變換器部分屬反激式電路。在圖2-11中，C313充電時間設(shè)定了VT304導(dǎo)通的最大脈沖寬度。實際在開關(guān)電源中，所謂開關(guān)管的飽和并非指手冊上規(guī)定的其最大集電極飽和電流，而是電容充電時間臨近結(jié)束時，使加到開關(guān)管基極正反饋電流減小，開關(guān)管達到Ib8吊勺狀態(tài)。也就是說，這種飽和是I

7、b值所限制下的飽和，使開關(guān)管Ic減小，通過正反饋轉(zhuǎn)入截止狀態(tài)。在該電路中，C313、R314的值限制了VT304導(dǎo)通時間的最大集電極電流，使其不超過規(guī)定值。在此最大值限定下，開關(guān)管有一對應(yīng)最大導(dǎo)通脈寬，在此脈寬之內(nèi)受控于C314、VT303脈寬調(diào)制器，以改變輸出電壓。該正反饋電路加入V308,加快了C313的放電速度，脈沖調(diào)寬電路使VT304提前截止。C313的快速放電，導(dǎo)致下一個導(dǎo)通周期也提前，致使脈寬變化的同時頻率也在改變，這是此類開關(guān)電源的特點之一。電路中T301繞組-為專設(shè)的取樣繞組。當VT304截止時，磁場儲能釋放為感應(yīng)電壓，使V306導(dǎo)通，整流電壓經(jīng)C312濾波形成取樣電壓。R30

8、4、R305和R301組成取樣分壓器，同時也構(gòu)成C312的放電電阻。VT301為誤差檢出放大器。分壓后，取樣電壓加到VT301基極，其發(fā)射極由穩(wěn)壓管VS305提供基準電壓。當開關(guān)電源輸出電壓升高時，VT301集電極電流增大使電壓下降，VT302的基極電壓也下降。與此同時，VT302集電極電流增大，R310的壓降使VT303集電極電流也增大，C314放電電流也隨之增大，VT304提前截止，使輸出電壓穩(wěn)定。該開關(guān)電源未采用特定的輸出過壓及過流保護電路，僅在電路中采取了過壓、過電流的控制電路。輸入電壓的負極，經(jīng)輸入電流取樣電阻R313接入開關(guān)變換電路。當負載電流增大或開關(guān)管意外出現(xiàn)導(dǎo)通脈寬增大時，輸

9、入電流會增大，使R313壓降增大，形成負極性的脈沖，經(jīng)R312、C310加到脈寬調(diào)制放大器VT302的基極，使VT302、VT301集電極電流瞬時增大，使VT304瞬間截止，降低開關(guān)電路的電流和輸出電壓。但此功能只是瞬態(tài)電流沖擊的限制，對持續(xù)的過流無效。為了防止取樣、誤差放大器開路性損壞造成的開關(guān)電源失控而形成過壓輸出，電路中專門設(shè)置了穩(wěn)壓管V309。開關(guān)電源工作中V301觸點開路或VT301失效、開路，必然引起VT302、VT303截止，脈寬調(diào)制器開路失效，VT304將處于C313、R314設(shè)定最大脈寬的振蕩狀態(tài)，輸出電壓將大幅升高，致使VT304熱擊穿。加入V309后，可在上述情況下將VT

10、302基極電壓鉗位于其穩(wěn)壓值，使VT302、VT303有一定導(dǎo)通電流，限制VT304最大脈寬，輸出電壓的超壓程度可以被限制在40%左右，不致造成開關(guān)電源大面積損壞。2.5.2自激式隔離開關(guān)電源穩(wěn)壓性能的改善自激式隔離開關(guān)電源由于自激式的固有特點，改進穩(wěn)壓性能成為主要工作。改進首先從穩(wěn)壓器正反饋量入手，試圖在輸入電壓或負載電流變化時，將開關(guān)管正反饋量限制在一定范圍內(nèi)，使低輸入電壓大負載電流時，有正常的正反饋量；當輸入電壓升高或負載電流減小時，抑制正反饋量的升高，達到擴大穩(wěn)壓性能的目的。最具代表性的電路是正反饋脈沖鉗位電路，這種電路不僅可抑制Uin對驅(qū)動電流的影響，對負載變動也有補償作用。其局部電

11、路見圖2-12。其電路原理是：當Uin在下限范圍內(nèi)時，調(diào)節(jié)R2的阻值，可得到理想的Ib,使VT工作于正常的開關(guān)狀態(tài)。隨著Uin的上升，繞組Nb的感應(yīng)電勢也呈比例上升，開關(guān)管VT的Ib增大。當Uin升到一定程度時，繞組Nb感應(yīng)脈沖經(jīng)二極管V整流后，使穩(wěn)壓管VS反向擊穿，將正反饋脈沖的峰值鉗位于0.6V+Uvs。從此點開始，VT的驅(qū)動電流在一定范圍內(nèi)保持不變，從而避免了Ug的升高使VT過飽和。由于此類電路受穩(wěn)壓管最大電流的限制，穩(wěn)壓范圍有限，可控制的Ib范圍較小，因此只適合在30W以下的小功率開關(guān)電源中應(yīng)用。圖2-12正反饋脈沖鉗位電路局部圖上述電路經(jīng)改進后，成為恒流驅(qū)動電路。其正反饋部分局部圖見

12、圖2-13。電路中設(shè)有兩路正反饋支路，第一路是由Ri、Ci組成的普通RC正反饋電路，其中Ri取值較大，Ci取值較小。此正反饋支路作為開關(guān)電源輸入電壓為額定值以上時的正反饋量設(shè)定，使輸入電壓上限時，正反饋量增大也不會使開關(guān)管進入飽和狀態(tài)。第二路正反饋支路，是由二極管V和VT2、VS組成的線性穩(wěn)壓器，構(gòu)成恒流源。當輸入電壓低到使Nb感應(yīng)脈沖峰值小于VS穩(wěn)壓值時，VS截止，VT2等效于阻值為R2/(1+9的電阻,與V構(gòu)成輔助正反饋電路。在低電壓下，兩路正反饋支路為VT1提供足夠的正反饋量，維持開關(guān)電源正常工作。當輸入電壓升高時，VS產(chǎn)生齊納擊穿，將VT2輸出電流穩(wěn)定于此點上，即使輸入電壓持續(xù)上升，此

13、路的正反饋電流也維持不變。恒流驅(qū)動電路通過線性穩(wěn)壓方式來穩(wěn)定開關(guān)管基極與發(fā)射極的驅(qū)動電流，它是目前自激式隔離開關(guān)電源普遍米用的電路。圖2-13恒流驅(qū)動電路正反饋部分局部圖2.5.3雙路PWM控制系統(tǒng)為了提高穩(wěn)壓效果，自激式開關(guān)電源中又出現(xiàn)了雙路或多路PWM控制系統(tǒng)。雙路脈寬調(diào)制的控制思路是，為了擴大脈寬調(diào)制器的控制能力，采用兩只脈寬控制管和兩路獨立的控制電路。因為兩路PWM電路同時出現(xiàn)故障的機會極小，所以不僅提高了控制能力，可靠性也大為提高。圖2-14為雙路PWM電路的基本電路。其工作原理是：電路接通電源后，Ri向開關(guān)管VTi提供啟動偏置，脈沖變壓器TC繞組-輸出脈沖，經(jīng)Ci、R2,向VTi提

14、供正反饋電流，使VTi完成振蕩和開關(guān)過程。VT2和VT4組成主PWM系統(tǒng)，TC的繞組-構(gòu)成專用于取樣的副繞組，其輸出脈沖經(jīng)V2整流，C3濾波，得到正比于VTi導(dǎo)通脈寬的整流電壓。VT4為誤差檢出及放大器,其基極由電阻R5、R7分壓得到取樣電壓，其發(fā)射極由R9提供電壓，經(jīng)VS穩(wěn)定后作為取樣電路基準電壓。由VTi的B-E極檢出的誤差電壓，經(jīng)VT4放大后，形成與誤差電壓成正比的集電極電流。當VTi導(dǎo)通時間過長、50升高或負載電流減小時，C3上電壓將升高，使VT4集電極電流增大。由于VT4的集電極電流構(gòu)成VT2的偏置電流，因此VT2的集電極電流也隨之增大，使VTi基極電流分流增大，Ib減小，VTi提前

15、進入Ib伊Ic的狀態(tài)，Ib失去對Ic的控制能力，Ic立即下降，VTi提前截止，存儲于T繞組-的磁能減小，輸出電壓下降。此部分電路當4變化范圍不大時，可以維持輸出電壓的穩(wěn)定。圖2-i4雙路PWM電路的基本電路在雙路PWM控制系統(tǒng)中，為了使開關(guān)電源的穩(wěn)壓范圍向輸入電壓下限和負載電流的上限擴展，電路中TC取樣繞組-與初級繞組-選取較大的匝數(shù)比，目的是使開關(guān)電源的自激振蕩電路在輸入電壓下限和負載電流上限能正常工作。設(shè)置如此大的正反饋量，當輸入電壓升高或負載電流減小時，PWM系統(tǒng)勢必要對正反饋電流有較大的分流能力。若單純靠VT2的分流，VT2需要有極大的動態(tài)范圍，如果VT2動態(tài)范圍不足，必然進入其截止區(qū)

16、或飽和區(qū)。VT2脫離線性區(qū)的結(jié)果是，開關(guān)電源失控。為了減輕VT2的電流，電路中加入第二組PWM控制管VTi和恒流驅(qū)動控制管VT3。該恒流驅(qū)動電路與前述不同，為電容鉗位電路，TC正反饋繞組-輸出脈沖，經(jīng)Vi整流，在R5兩端形成上負下正的整流電壓。由TC各繞組相位關(guān)系不難看出，只有開關(guān)管VTi進入截止期時，TC的繞組才為負脈沖。也就是說，Vi的整流電壓正比于TC能量釋放過程中產(chǎn)生的電壓，即正比于開關(guān)電源的輸出電壓。VTi截止期間，R上的電壓經(jīng)V3向C2充電，具充電電壓正比于T繞組-的脈沖電壓幅度和持續(xù)時間。此時TC繞組為負脈沖，VT3反偏截止，C2無放電通路。當VTi進入下一個導(dǎo)通周期時，TC繞組

17、為正脈沖，為負脈沖，Vi、V3都截止，因此C2所充的電壓得以保持。當VTi導(dǎo)通后,正反饋脈沖經(jīng)R3、R分壓使VT3導(dǎo)通，C2經(jīng)R5、VT3的C-E極對VTi的B-E結(jié)放電，構(gòu)成VTi正反饋電流的一部分。由于C2容量較大，對瞬間輸入市電電壓降低或負載電流增大使正反饋電壓的下降不敏感，讓VTi能穩(wěn)定地工作于理想的開關(guān)狀態(tài)，開關(guān)電源的穩(wěn)壓性能因此得以向低輸入電壓、突發(fā)負載大電流的方向拓展。電容鉗位型恒流驅(qū)動電路只對突發(fā)輸入電壓和負載變動有效。第二組PWM電路由VT5和穩(wěn)壓管VS1組成。VT5和主PWM控制管VT2都并聯(lián)在開關(guān)管VTi的B-E極間，VT5基極由6.8V穩(wěn)壓管VS1接入TC的正反饋繞組端

18、，在正常狀態(tài)下端正反饋脈沖峰值低于VSi穩(wěn)壓值，該電路不起作用。如果市電輸入電壓高于開關(guān)電源允許輸入市電電壓的上限，則正反饋脈沖峰值隨之升高，VSi反向擊穿，VT5瞬間導(dǎo)通，使VTi提前截止，以穩(wěn)定輸出電壓。脈寬調(diào)制管VT5使輸入市電電壓升高時,通過壓縮VTi振蕩脈寬使輸出電壓穩(wěn)定，分擔(dān)了VT2的分流作用，提高了開關(guān)電源的可靠性。由第二路PWM控制系統(tǒng)工作過程不難看出，VT3的取樣電壓實際上是開關(guān)管導(dǎo)通期的正反饋脈沖，因此該電路在輸入電壓變動時可以有效地穩(wěn)定正反饋量。此類雙路PWM控制的開關(guān)電源，可以將輸出功率近200W的單端自激式開關(guān)電源的輸入市電電壓穩(wěn)壓范圍擴大近一倍以上，實現(xiàn)110V/2

19、20V市電輸入不進行切換的自動適應(yīng)。2.5.4自激式隔離開關(guān)電源的保護電路開關(guān)電源保護電路的作用：一是保護開關(guān)電源本身，盡量減少故障率，或者在偶然發(fā)生故障時減小其損壞范圍；二是設(shè)置輸出過壓保護，避免損壞負載電路。所以，保護電路按其保護方式，分為故障前保護和故障后保護。過壓、過流抑制保護，即為故障前保護。發(fā)生故障后，防止故障范圍擴大，減小損失的硬保護措施，即為故障后保護。自激式隔離開關(guān)電源的保護電路屬故障前保護，常設(shè)以下保護電路。.軟啟動電路軟啟動電路的特點決定了在開關(guān)電源啟動時，開關(guān)管振蕩過程中的振蕩脈寬不是突然進入額定脈寬，而是有一段啟動過程，即可避免接通電源瞬間沖擊電流對元器件的破壞性。以

20、圖2-11的電路為例進行說明。開機瞬間，C312兩端取樣電壓達到額定值需一定時間，在C312充電過程中，誤差放大器檢出的取樣電壓偏低，因而脈寬控制電路減小對開關(guān)管基極的分流，使振蕩電路脈寬增大，形成開機沖擊電流。脈寬的增大，使開關(guān)管在開機瞬間有一較大的沖擊電流。為了避免這種硬啟動過程帶來的危害，通常在取樣分壓電路中加入軟啟動電路，如圖2-11中的Ca。開機后，C312在建立充電電壓的過程中，VT301基極電流隨Ca充電電流變化，電容Ca充電完畢，充電電流近似為零。由取樣分壓器控制VT301的導(dǎo)通程度，開關(guān)電源進入正常的穩(wěn)壓狀態(tài)。軟啟動電路的延遲時間一般為100150ms,由Ca和R305的值設(shè)

21、定。.過流保護電路對負載短路過流的保護，一般設(shè)在開關(guān)電源的輸出電路中，與不隔離式開關(guān)電源采用相同的電路。在隔離式開關(guān)電源中，還需設(shè)置開關(guān)管的過流保護電路，其電路組成見圖2-15。TC劃V2和VS2組成的開關(guān)管過流保護電路，接入開關(guān)管VT2的基極。電阻R1為VT2發(fā)射極電流取樣電阻。當VT2振蕩脈寬過大時，其平均電流增大，Ri上產(chǎn)生的壓降超過1.2V,即二極管V2與VTi的B-E結(jié)的正向壓降，使VTi導(dǎo)通，將VT2基極激勵脈沖短路，VT2停振而截止。如果這種過流是瞬態(tài)的，當VT2電流恢復(fù)正常時，開關(guān)電源可以自動恢復(fù)工作；若過流是持續(xù)的，則開關(guān)電源保護性停振。圖2-15開關(guān)管過流和輸入過壓保護在該

22、述保護電路中，VTi實際上構(gòu)成輔助脈寬控制器，受控于VT2平均導(dǎo)通電流。V2為隔離二極管，R2是VTi基極分流電阻，以避免VTi損壞。VS2的作用是：當VT2意外擊穿時，經(jīng)常使Ri有大電流通過而開路，此時穩(wěn)壓管VS被擊穿，一則避免VTi隨VT2擊穿而損壞，二則避免Ri開路時VT發(fā)射極出現(xiàn)高電壓損壞印刷電路。開關(guān)管的過流限制實際上對負載過流也有效，因為不管任何一組負載電流增大，都將使脈沖變壓器初級等效感抗降低，開關(guān)管的導(dǎo)通電流也隨之增大。不過這種保護是間接的，對電壓精確度要求高的負載端，仍需設(shè)置前述過流保護電路。.過壓保護電路隔離式開關(guān)電源輸出端的過壓保護和不隔離式開關(guān)電源的保護方式相同，但在開

23、關(guān)電源的發(fā)展中，大多增設(shè)了輸入電壓超壓保護，目的是在開關(guān)電源輸入電壓超高時，使開關(guān)電源停止工作，以避免因開關(guān)管擊穿而引起開關(guān)電源大面積損壞。輸入過壓保護電路常和開關(guān)管過流保護電路共用控制電路，見圖2-i5。電阻R3、R對開關(guān)電源輸入電壓分壓取樣，當輸入電壓超過規(guī)定穩(wěn)壓器上限輸入電壓時，穩(wěn)壓管VSi反向擊穿，R兩端電壓經(jīng)Vi加到控制管VTi的基極，使VTi飽和導(dǎo)通，開關(guān)管停振。其輸入過壓保護原理是：在開關(guān)電源振蕩過程中，當開關(guān)管截止時，集電極加有Ug和T30i初級繞組感應(yīng)電壓Ui兩種電壓之和，即使正常工作的開關(guān)電源，開關(guān)管由導(dǎo)通進入截止狀態(tài)時，脈沖變壓器初級繞組感應(yīng)電壓Ul也近似等于或大于輸入電

24、壓Um。因此，開關(guān)管集電極實際耐受的反壓應(yīng)大于Ug的兩倍，才能正常工作。當輸入電壓升高時，開關(guān)管集電極反壓成倍升高，有時甚至超過其Uceo而擊穿。此時若開關(guān)電源停振，則此反壓只等于輸入電壓，可以避免被擊穿。2.8彩色電視機開關(guān)電源以典型的T3877N為例說明彩色電視機開關(guān)電源工作原理，其工作原理框圖如圖2-19所示，電路原理圖如圖2-20所示圖2-19T3877N工作原理框圖2-20T3877N電路原理圖2.8.1啟動與自激振蕩啟動與自激振蕩電路如圖2-21所示。合上電源開關(guān)，經(jīng)VC401整流、C401濾波后得到約+300V的直流電壓，此時V402的腳輸出低電平(0V),通過接插件XS201的

25、腳、R235加到VT450的基極，使VT450截止，光電耦合器V401內(nèi)的發(fā)光二極管及光電三極管均截止。+300V電壓經(jīng)啟動電阻R404、R405給開關(guān)管VT401提供啟動電流，VT401的集電極電流增大，開關(guān)變壓器T401的初級感應(yīng)出上正下負的感應(yīng)電壓，正反饋繞組L2上感應(yīng)出下正上負的電壓，止匕電壓經(jīng)407/C410、甩06、R417/C462加到開關(guān)管VT401的基極，使VT401迅速飽和，完成開關(guān)電源的啟動過程。VT401維持飽和的過程：在開關(guān)管VT401飽和期間，具集電極電流不斷增大，因而在開關(guān)變壓器初級繞組Li上產(chǎn)生的感應(yīng)電壓極性不變，L2上感應(yīng)電壓的極性也不變，依靠L2上的感應(yīng)電壓

26、維持著開關(guān)管VT401的飽和導(dǎo)通。VT401由飽和轉(zhuǎn)為截止的過程：當開關(guān)管VT401集電極電流增大到一定程度時，開關(guān)變壓器T401的磁心飽和，磁通增大變慢甚至不變，開關(guān)變壓器正反饋繞組的感應(yīng)電壓減小，使開關(guān)管VT401的基極電流減小，開關(guān)管退出飽和狀態(tài)并進入放大狀態(tài)。隨之,集電極電流隨基極電流的減小而減小，開關(guān)變壓器的初級繞組L1的感應(yīng)電壓極性反相，L2的感應(yīng)電壓變成上正下負，經(jīng)C465、R405、R417/C462、k6、C410,給開關(guān)管VT401的基極提供負電壓，使開關(guān)管很快進入截止狀態(tài)。在開關(guān)管截止期間，開關(guān)變壓器次級各繞組的感應(yīng)電壓經(jīng)整流、濾波給負載提供+135V、+25.6V、+2

27、8V、+28V四路電壓。VT401由截止重新轉(zhuǎn)為飽和的過程：L2上的感應(yīng)電壓在開關(guān)管VT401截止期間給C465充電，在C465上建立的電壓為下正上負，其負電壓端加在開關(guān)管的基極，維持開關(guān)管截止，如圖2-21所示。同時+300V電壓經(jīng)R404給C465充電，使C465上的負壓減小，然后使C465上的電壓逐步變成上正下負，當此電壓上升到一定程度時，VT401又將由截止轉(zhuǎn)為導(dǎo)通。VT401截止時間的長短與開關(guān)管VT401集電極的振蕩周期有關(guān)。圖2-21啟動與自激振蕩電路+300Vo工VSm25穩(wěn)壓原理如圖2-22所示，穩(wěn)壓控制電路由取樣、放大、控制等電路組成。電路中R486、R485、RP401構(gòu)

28、成取樣電路對+B取樣，VS484、VS489為取樣電路提供基準電壓。VT489、87及V410內(nèi)的發(fā)光二極管構(gòu)成誤差放大電路。V410內(nèi)的光電三極管、VT402、VT403構(gòu)成控制電路，控制開關(guān)管VT401的基極電流，從而達到穩(wěn)定輸出電壓的目的。控制過程如下：+B上升，VT489的基極電壓隨之上升，V410內(nèi)發(fā)光二極管的電流增大，V410內(nèi)光電三極管電流增大，VT402的集電極電流增大，VT403的基極電流和集電極電流也增大，對開關(guān)管VT401基極電流的分流增大，VT401飽和時間縮短，+B下降，反之亦然。圖2-22穩(wěn)壓控制電路C404+3(X1VV”餅Cgo+135VV1Ml一本zXL-iL

29、VS必VSwZt在電視機正常工作期間，VT411截止，對穩(wěn)壓電路無影響。VT489的發(fā)射極由兩只穩(wěn)壓二極管VS484、VS489串聯(lián)提供11.3V的基準電壓。由于VS484與VS489的溫度系數(shù)相反，因而能實現(xiàn)互補，保證開關(guān)電源的溫漂很小。RP401為開關(guān)電源輸出電壓微調(diào)電位器，可調(diào)范圍為輸出電壓的土10%。遙控開關(guān)電視機正常工作時，微處理器的電源控制腳輸出低電平(0V)控制信號，使VT450截止。遙控關(guān)機時，微處理器電源控制端輸出高電平，VT450飽和導(dǎo)通，這時V401內(nèi)的發(fā)光二極管電流增大，V401內(nèi)光電三極管飽和，VT406飽和，將開關(guān)管VT401基極對地短路，開關(guān)管截止。同時，微處理器的關(guān)機高電平經(jīng)過R436、R439使VT411飽和，VT489的發(fā)射極電位降低，VT489飽和，V401內(nèi)光電三極管飽和，VT406的集電極電流增大，也對開關(guān)管VT401基極分流，使電源開關(guān)管VT401截止，實現(xiàn)遙控關(guān)機。遙控開關(guān)等效電路如圖2-23所示。圖2-23遙控開關(guān)等效電路+B過壓保護當負載開路時，開關(guān)電源各路輸出電壓均會升高，+B升高后通過取樣放大和V410的