1、精品文檔1 緒論開關電源(SwitchingModePowerSupply,英文縮寫為SMPS)又稱為開關穩(wěn)壓電源，問世后在很多領域逐步取代了線性穩(wěn)壓電源和晶閘管相控電源。隨著全球對能源問題的越來越重視，電子產品的耗能問題將愈來愈突出，如何降低其待機功耗，提高供電效率成為一個急待解決的問題。傳統(tǒng)的線性穩(wěn)壓電源雖然電力結構簡單、工作可靠，但它存在著效率低(只有40%50%)、體積大、銅鐵消耗量大，工作溫度高及調整范圍小等缺點。為了提高效率，人們研究出了開關式穩(wěn)壓電源，它的效率可達85%以上，穩(wěn)壓范圍寬；除此之外，還具有穩(wěn)壓精度高的特點，是一種較理想的穩(wěn)壓電源。開關電源具有效率高、體積小、重量輕、

2、應用廣泛等優(yōu)點，現已成為穩(wěn)壓電源的主流產品。正因為如此，開關電源被譽為高效、節(jié)能型電源，代表著穩(wěn)壓電源的發(fā)展方向，并已廣泛應用于各種電子設備中1。1.1 開關電源的特點1.1.1 開關電源的優(yōu)點(1) 功耗小，效率高。晶體管V在激勵信號的激勵下，它交替地工作在導通截止和截止導通的開關狀態(tài)，轉換速度很快，頻率一般為50kHz左右，在一些技術先進的國家，可以做到幾百或者近1000kHz。這使得開關晶體管V的功耗很小，電源的效率可以大幅度地提高，其效率可達到80%。(2) 體積小，重量輕。采用高頻技術，省掉了體積笨重的工頻變壓器。由于調整管V上的耗散功率大幅度降低后，又省去了較大的散熱片。由于這兩方

3、面原因，所以開關穩(wěn)壓電源的體積小，重量輕。(3) 穩(wěn)壓范圍寬。從開關穩(wěn)壓電源的輸出電壓是由激勵信號的占空比來調節(jié)的，輸入信號電壓的變化可以通過調頻或調寬來進行補償。這樣，在工頻電網電壓變化較大時，它仍能夠保證有較穩(wěn)定的輸出電壓。所以開關電源的穩(wěn)壓范圍很寬，穩(wěn)壓效果很好。此外，改變占空比的方法有脈寬調制型和頻率調制型兩種。開關穩(wěn)壓電源不僅具有穩(wěn)壓范圍寬的優(yōu)點，而且實現穩(wěn)壓的方法也較多，設計人員可以根據實際應用的要求，靈活地選用各種類型的開關穩(wěn)壓電源。(4) 濾波的效率大為提高，使濾波電容的容量和體積大為減少。開關穩(wěn)壓電源的工作頻率目前基本上是工作在50kHz,是線性穩(wěn)壓電源的1000倍，這使整流

4、后的濾波效率幾乎也提高了1000倍；即使采用半波整流后加電容濾波，效率也提高了500倍。在相同的紋波輸出電壓下，采用開關穩(wěn)壓電源時，濾波電容的容量只是線性穩(wěn)壓電源中濾波電容的1/5001/1000。電路形式靈活多樣，有自激式和他激式，有調寬型和調頻型，有單端式和雙端式等等，設計者可以發(fā)揮各種類型電路的特長，設計出能滿足不同應用場合的開關穩(wěn)壓電源。1.1.2 開關電源的缺點電壓調整率和負載調整率指標較差，對負載變化的瞬態(tài)響應時間較長，輸出紋波電壓和噪聲電壓較高，不適合制作精密穩(wěn)壓電源。一種改進方案是把它當做前級穩(wěn)壓器來使用，而把開關式穩(wěn)壓器或低壓差穩(wěn)壓器作為后級穩(wěn)壓器，構成兩級穩(wěn)壓的高效、精密穩(wěn)

5、壓電源。1.2 開關電源的基本工作原理1.2.1 開關電源的組成部分開關電源就是采用功率半導體器件作為開關元件，通過周期性通斷開關，控制開關元件的占空比來調整輸出電壓。其電路比較復雜，基本構成如圖1.1所示。|瘠制電卜圖1.1開關電源的基本構成主要由以下5部分構成：輸入整流濾波器：包括從交流電到輸入整流濾波器的電路。功率功率管（VT）及高頻變壓器（T）。控制電路（PWM調制器），含振蕩器、基準電壓源（Uref）、誤差放大器和PWM比較器，控制電驢能產生脈寬調制信號，其占空比受反饋電路的控制。輸出整流濾波器。反饋電路。除此之外，還需增加偏置電路、保護電路等。其中，PWM調制器為開關電源的核心。1

6、.2.2 開關電源的工作過程交流電網電壓進入輸入電路后，經輸入電路中的線路濾波器、浪涌電流控制電路以及整流電路，變換成直流電壓。其中線路濾波器及浪涌電流控制電路的主要作用是削弱由電網電源線進入的外來噪聲以及抑制浪涌電流，整流電路則完成交流到直流的精品文檔精品文檔變換，可分為電容輸入型和扼流圈輸入型兩大類，開關電源中通常采用電容輸入型。功率變換電路是整個開關電源的核心器件，它將直流電壓變換成高頻矩形脈沖電壓，其電路主要由開關電路和變壓器組成。開關電路的驅動方式分為自激式和他激式兩大類；開關變壓器因是高頻工作，其鐵芯通常采用鐵氧體磁芯或非晶合金磁芯；開關晶體管通常采用開關速度高，導通和關斷時間短的

7、晶體管，最典型的有功率晶體管(GTR)、功率場效應晶體管(MOSFET)和絕緣柵型雙極晶體管(IGBT)等三種。輸出電路是將高頻變壓器次級方波電壓經過高頻整流濾波電路整流成單向脈動直流，并將其平滑成設計要求的低紋波直流電壓，供給負載使用。1.3 開關電源的工作方式開關電源按控制原理來分類，有以下4種工作方式：(1) 脈沖寬度調制(PulseWidthModulation，簡稱PWM，即脈寬調制)式：其特點是開關周期為恒定值，通過調節(jié)脈沖寬度來改變占空比，實現穩(wěn)壓目的。其核心是脈寬調制器。(2)脈沖頻率調制(PulseFrequencyModulation,簡稱PFM,即脈頻調制)式：其特點是脈

8、沖寬度為恒定值，通過調節(jié)開關頻率來改變占空比，實現穩(wěn)壓目的。其核心是脈頻調制器。(3) 脈沖密度調制(PulseDensityModulation，簡稱PDM，即脈密調制)式：其特點是脈沖寬度為恒定值，通過調節(jié)脈沖數實現穩(wěn)壓目的。它采用零電壓技術，能顯著降低功率電壓管的損耗。(4) 混合調制式：它是(1)、(2)兩種方式的組合。開關周期和脈沖寬度都不固定，均可調節(jié)。它包含了脈寬調制器和脈頻調制器。以上4種統(tǒng)“稱時間比率控制”方式，其中以脈寬調制器應用最廣。1.4脈寬調制器的基本原理脈寬調制式開關電源的工作原理如圖1.2所示。220V交流電u首先經過整流濾波電路變成直流電壓Ui,再由功率開關管V

9、T斬波、高頻變壓器T降壓，得到高頻矩形波電壓，最后通過整流濾波后后的所需要的直流輸出電壓UO。脈寬調制器能產生頻率固定而脈沖寬度可調的驅動信號，控制功率開關管的通、斷狀態(tài)，進而調節(jié)輸出電壓的高低，達到穩(wěn)壓目的。鋸齒波發(fā)生器用于提供始終信號。利用取樣電阻。誤差放大器和PWM比較器形成閉環(huán)調節(jié)系統(tǒng)。輸出電壓Uo經Ri、R2取樣后，送至誤差放大器的反相輸入端，與加在同相輸入端的基準電壓Uref進行比較，得到誤差電壓Ur,精品文檔再用Ur的幅度去控制PWM比較器輸出的脈沖寬度，最后經過功率放大和降壓式輸出電路使Uo保持不變。Uj為鋸齒波發(fā)生器的輸出信號。2圖1.2脈寬調制式開關電源的工作原理2開關電源

10、控制的選擇開關電源有兩種控制類型，一種是電壓控制(VoltageModeControl);另一種是電流控制(CurrentModeControl)。2.1 電流控制型開關電源電流控制型正是針對電壓控制型的缺點而發(fā)展起來的，電流控制型開關電源在電壓控制環(huán)的基礎上又增加了電流控制環(huán)，形成雙環(huán)控制系統(tǒng)，使得開關電源的電壓調整率、負載調整率和瞬態(tài)響應特性都有所提高，是較為理想的工作方式。其基本原理電流控制型的工作原理是采用恒頻時鐘脈沖置位鎖存器，輸出脈沖驅動功率管導通，電源回路中的電流脈沖逐漸增大。當電流檢測電阻Rs上的壓降達到并超過Us時,電流檢測比較器狀態(tài)翻轉，鎖存器復位，驅動撤除，功率管截止，直

11、到下一個始終脈沖使PWM鎖存器置位，這樣逐個檢測和調節(jié)電流脈沖，就可達到控制電源輸出的目的。2.2 與電壓型控制相比，電流型控制的優(yōu)勢(1)對輸入電壓變化的響應快。電網電壓的變化，必然會引起電流的變化，假設電壓升高，那么電流增長變快，反之則變慢。當電流脈沖達到預定的幅度，電流控制動作就會開始，控制脈寬發(fā)生變化來進行穩(wěn)壓。對于電壓型控制，檢測電路對輸入電壓的變化沒有直接的反應，要等到電壓發(fā)生較大的變化后，才會進行處理，所以響應速度慢。(2)過流保護。由于采用了直接的電感電流峰值技術，它可以及時，準確的檢測精品文檔精品文檔輸出和開關管電流，自然形成了諸葛電流脈沖檢測電路，通過給定一個參考電流，就可

12、以準確的限制流過開關管的最大電流，當輸出超載或短路時，自動的保護電路，同時也可防止電網浪涌所產生的尖峰電流損壞電路器件，這樣設計電路時就不需要考慮留什么余量，能省一些成本。(3)回路穩(wěn)定性好，負載響應快。電流控制是一個輸出電壓控制的電流源，電流源的大小反映了輸出電流的大小。因為電感中電流脈沖的幅值與負載電流的平均值是成比例的，這樣電感的相位延遲就不存在了3。精品文檔3單相橋式整流電路單相橋式整流電路是最基本的將交流轉換為直流的電路3.1 工作原理T為變壓器；Di、D2、D3、D4為四個整流二極管，Rl為負載電阻。整流電路中的二極管是作為開關運用，具有單向導電性。單相橋式整流電路如圖3.1所示。

13、圖3.1單相橋式整流電路當U2正半周時，二極管Di、D3正向導通，D2、D4反偏截止，在負載上產生一個極性為上正下負的輸出電壓。U2正半周時，電流流向圖如圖3.2所示。圖3.2u2正半周時U2負半周時，二極管Di、D3反偏截止，D2、D4正向導通，電流經過負載時，產生的電壓極性仍是上正下負。U2負半周時，電流流向圖如圖3.3所示。精品文檔圖3.5 電容濾波電路精品文檔圖3.35負半周時單相橋式整流電路的波形圖如3.4所示。圖3.4單相橋式整流電路波形3.2 參數計算輸出電壓是單相脈動電壓，通常它的平均值與直流電壓等效。輸出平均電壓：Vo =Vl1 ： l242='.2V2 sin td

14、 t =V2= 0.9V27t(3.1)流過負載的平均電流:2、2V2Il二二Rl0.9V2Rl(3.2)流過二極管的平均電流：(3.3)(3.4),IL2V20.45V2Id=一二二2二RlRl二極管所承受的最大反向電壓4:VRmax=_2V23.3電容濾波電路整流電路將交流電變成脈動直流電，但其中含有大量的交流成分（稱為紋波電壓）應在整流電路的后面加濾波電路，濾去交流成分。3.3.1 濾波的基本概念濾波電路利用電抗性元件對交、直流阻抗的不同，實現濾波。電容器C對直流開路，對交流阻抗小，所以C應該并聯(lián)在負載兩端。電感器L對直流阻抗小，對交流阻抗大，因此L應與負載串聯(lián)。經過濾波電路后，既可保留

15、直流分量、又可濾掉一部分交流分量，改變了交直流成分的比例，減小了電路的脈動系數，改善了直流電壓的質量。3.3.2 電容濾波的組成及工作原理在負載電阻上并聯(lián)一個濾波電容C,如圖3.5所示。二極管導通時，一方面給負載RL供電，一方面對電容C充電。在忽略二極管正向壓降后，充電時，充電時間常數t充電=2RdC,其中Rd為二極管的正向導通電阻，其值非常小，充電電壓Uc與上升的正弦電壓U2一致，uo=ucftu2,當Uc充到U2的最大值時，U2開始下降，且下降速率逐漸加快。當u2<uc時，四個二級管均截止，電容C經負載Rl放電，放電時問常數為放電=RLC,故放電較慢，直到負半周。在負半周，當M2&g

16、t;uc時，另外兩個二極管(VD2、VD4)導通，再次給電容C充電，當Uc充到U2的最大值時，U2開始下降，且下降速率逐漸加快。當u2<uc時，四個二極管再次截止，電容C經負載Rl放電，重復上述過程。3.3.3 負載上電壓的計算電容放電時間常數7放電=RLC,即輸出電壓的大小和脈動程度及負載電阻直接相關。若Rl開路，即輸出電流為零，電容C無放電通路，一直保持最大充電電壓；若Rl很小，放電時間常數很小，輸出電壓幾乎與沒有濾波時一樣。全波直流電壓平均值：Uo=0.9U2(3.5)U2為變壓器次級電壓有效值。流過的平均電流5:Il=uo/Rl(3.6)精品文檔4電磁干擾濾波器開關電源電磁干擾濾

17、波器是無源網絡，它具有雙向抑制性能。將它插入在交流電網中與電源之間，相當于這二者的EMI噪聲之間加上一個阻斷屏障，這樣一個簡單的無源濾波器起到了雙向抑制噪聲的作用，從而在各種電子設備中獲得廣泛的應用。開關電源由于功耗小效率高，體積小，重量輕，穩(wěn)壓范圍廣，電路形式靈活等特點，廣泛地應用于計算機、通信等各類電子設備。但是隨著開關電源的小型化，開關就要高頻化，這種高頻化，其基波本身也就構成了一個干擾源，發(fā)出一種更強的傳導干擾波，此外通過改進元器件達到高頻化的同時，也會因輻射干擾波而導致一種超標準值的雜散的信號。這些信號構成了電磁干擾(EMI)，被干擾對象是無線電通信。為使無線電波不受電磁干擾的影響，

18、就要采取措施限定這種電磁干擾，使之符合有關電磁兼容(EMC)標準或規(guī)范，這已經成為電子產品設計者越來越關注的問題。4.1 開關電源電磁干擾(EMI)的特點開關電源功率變換器中的功率半導體器件的開關頻率通常較高，功率開關器件在高頻下的通、斷過程中不可避免地要產生強大的電磁干擾。與數字電路相比，開關電源EMI呈現出鮮明的特點：(1) 開關電源EMI干擾源的位置比較清楚，主要集中在功率開關器件、二極管以及與之相連的散熱器和高頻變壓器上。(2) 作為工作于開關狀態(tài)的能量轉換裝置，開關電源的電壓、電流變化率很高，其產生的EMI噪聲信號既具有很寬的頻率范圍，又有一定的強度。(3) 印制電路板布線不當也是引

19、起電磁干擾的主要原因。這些干擾經傳導和輻射對其他電子設備造成干擾。任何電源線上傳導干擾信號，均可用差模和共模信號來表示。在一般情況下，差模干擾幅度小，頻率低，所造成的干擾較小；共模干擾幅度大，頻率高，還可以通過導線產生輻射，所造成的干擾較大。因此，欲削弱傳導干擾，把EMI信號控制在有關EMC標準規(guī)定的極限電平以下，最有效的方法就是在開關電源輸入和輸出電路中加裝電磁干擾濾波器。4.2 電磁干擾濾波器的設計4.2.1 電磁干擾濾波器設計原則精品文檔精品文檔電磁干擾濾波器的設計與選擇，應根據干擾源的特性、頻率范圍、電壓、阻抗等參數及負載特性的要求綜合考慮，通常要考慮以下幾方面的問題：(1)要求電磁干

20、擾濾波器在相應工作頻段范圍內，能滿足負載要求的衰減特性，若一種濾波器衰減量不能滿足要求的時候，則可采用多級聯(lián)，可以獲得比單級更高的衰減，不同的濾波器級聯(lián)，可以獲得在寬頻帶內良好的衰減特性。(2)要滿足負載電路工作頻率和需抑制頻率的要求，如果遇到要抑制的頻率和有用信號頻率非常接近，則需要頻率特性非常陡峭的EMI濾波器。(3)在所要求的頻率上，濾波器的阻抗必須與它連接的干擾源阻抗和負載阻抗相匹配，如果負載是高阻抗，則EMI濾波器的輸出阻抗應為低阻；如果電源或干擾源阻抗是低阻抗，則EMI濾波器的輸出阻抗應為高阻；如果電源阻抗或干擾源阻抗是未知的或者是在一個很大的范圍內變化，很難得到穩(wěn)定的濾波特性，為

21、了使EMI濾波器獲得良好的濾波特性，應在其輸入和輸出端，同時并接一個固定電阻。(4)電磁干擾濾波器必須具有一定耐壓能力，要根據電源和干擾源的額定電壓來選擇濾波器，使它具有足夠高的額定電壓，以保證在所有預期工作的條件下都能可靠地工作，能夠經受輸入瞬時高壓的沖擊。(5)濾波器允許通過的電流應與電路中連續(xù)運行的額定電流一致。電流定高了，會加大濾波器的體積和重量；電流定低了，又會降低濾波器的可靠性。(6)濾波器應具有足夠的機械強度，結構簡單，重量輕，體積小，安裝方便，安全可靠。4.2.2 電磁干擾濾波器的電路結構開關電源EMI濾波器的電路如圖4.1所示。圖4.1電磁干擾濾波器基本電路該五端器件有兩個輸

22、入端，兩個輸出端和一個接地端，使用時外殼應接通大地。電路中包括共模扼流圈(亦稱共模電感)L、濾波電容CiC4oL對用模干擾不起作用,精品文檔精品文檔但當出現共模干擾時，由于兩個線圈的磁通方向相同，經過精合后總電感量迅速增大，因此對共模信號呈現很大的感抗，使之不易通過，故稱作共模扼流圈。它的兩個線圈分別繞在低損耗、高導磁率的鐵氧體磁環(huán)上。當有共模電流通過時，兩個線圈上產生的磁場就會互相加強。L的電感量與EMI濾波器的額定電流I有關，見表4.1。當額定電流較大時，共模扼流圈的線徑也要相應增大，以便能承受較大的電流。止匕外，適當增加電感量，可改善低頻衰減特性。Ci和C2采用薄膜電容器，容量范圍大致是

23、0.0lpF0.47F主要用來濾除用模干擾。C3和C4跨接在輸出端，并將電容器的重點接通大地，能有效地抑制共模干擾。C3和C4的容量范圍是2200pF0.1F。為減少漏電流，電容器量不宜超過0.1/。CiC4的耐壓值均為630Vdc或250Vac。6表4.1電感量范圍與額定電流的關系額定電流1(A)136101215電感量范圍L(mH)823240.40.80.20.30.10.150.00.08精品文檔5推挽變換器推挽變換器是一種相當于兩個正激變換器的組合。兩個變換器輪流互補工作。變壓器一次側帶中心抽頭的兩個繞組隨各自連接的磁芯工作在磁化曲線的第一象限和第三象限，完成磁化和去磁功能。它同半橋

24、、全橋變換器一樣，都屬于雙極性變換器。5.1 電路結構推挽式變換器可分電流型、電壓型兩種拓撲結構。它們的主要區(qū)別是電流型的輸入級需要增加一個大電感L,但不需要輸出濾波電感；而電壓型的輸入級沒有大電感,但輸出級必須接濾波電感Lo其典型電路結構如圖5.1所示。Di圖5.1推挽變換器的電路結構開關管VTi、VT2、變壓器Ti組成推挽逆變電路，將直流輸入變換成高頻方波脈沖。脈沖的頻率由PWM驅動信號頻率決定。并聯(lián)于開關管兩端的二極管僅流過磁芯復位時的磁化電流。二次側輸出的高頻正負脈沖電壓經二級管VDi、VD2整流成二倍于開關頻率的正向脈沖，再經L、Co租成的濾波電路平滑高頻，輸出負載Rl上產生具有2f

25、s紋波的直流輸出電壓。采用推挽式變換器時，通過設計更多的二次繞組，能產生多路輸出電壓（含負壓輸出）。5.2 工作原理推挽變換器在一個周期Ts內，開關管VTi、VT2各交替輪流導通一次，設每管的導通時間為Ton,占空比D="即TON=1DTS,TOFF=1(1-D)TS。在這里D、Ton、TS/222Toff的含義發(fā)生了變化，是在半周期內開關管導通、關斷一次，不像單端變換器那樣,開關管在一個周期內導通和關斷一次精品文檔6PWM控制芯片SG3524SG3524為雙端輸出式PWM控制器，其屬于雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，由電壓控制環(huán)河電流控制環(huán)組成，屬于數字、模擬混合型集成電路。該芯片由頻率可在較寬范

26、圍內預調的固定頻率振蕩器、占空比可在0100%之間調節(jié)的脈寬調制器、死區(qū)時間校準器、雙路功率輸出的三極管電路、誤差放大器、精密參考電壓源一節(jié)禁止、緩啟動、過流和過壓保護電路等組成。6.1SG3524的特點及性能6.1.1特點：(1) 完整的PWM功率控制功能。(2) 工作頻率大于100KHz。(3) 集電極、發(fā)射極均為開路輸出，最大輸出電流達100mA。(4) 負載調整率典型值為0.2。(5) 內部基準電壓變化最大為1。(6) 工作電壓范圍為8V40V。(7) 工作溫度為-10C+85C。6.1.2主要性能電壓控制脈寬調制技術，數字、模擬混合集成電路，片內含有精確的參考電壓源和誤差放大器，具有

27、過流和短路保護功能，PWM占空比可任意調節(jié)，輸入與TTL和CMOS電平兼容，雙通道脈寬調制輸出、易與微機接口，電源電壓(8V40V)，電源電流(20mA),占空比(049%),輸出電流(2X100mA),震蕩頻率(400kHz)。(8) SG3524的原理8.2.1 SG3524引腳簡介SG3524采用DIP-16封裝，引腳排列如圖6.1所示。各引腳功能如下：第1、2腳分別為誤差放大器的反相輸入端與同相輸入端。第3腳是振蕩器輸出端。第4、5腳依次是限流比較器檢測端。第6、7腳分別接定時電阻(Rt)和定時電容(Ct)。第8腳為接地端。第9腳為誤差放大器的頻率補償端。第l0腳為關斷電路控制端改變此

28、腳電位就可控制PWM的通斷。第11、14腳為輸出管EA、EB的發(fā)射極。第l2、l3腳為輸出管的集電極；第l5腳為電源輸入端，接+5V+30V。第l6腳為+5V基準電壓引出端。SG3524芯片引腳功能說明見表6.1。7精品文檔精品文檔精品文檔IN.IN4Ol-losc CL + CL.RtCtGNDSG352416UrefHU|MEbUcB12CAnea15sd1COMP圖6.1SG3524的引腳排列圖表6.1SG3524引腳功能說明引腳符號功能1INV反相輸入引腳2N,INV同相輸入引腳3OSC振蕩器輸出引腳4+Cl檢測引腳（+Cl）5-Cl檢測引腳（Cl）6Rt積分電阻引腳7Ct積分電容引腳

29、8GND地線9comp補償引腳10SD關閉（停止）引腳11Ea發(fā)射極（A）引腳12Ca集電極（A）弓1腳13Cb發(fā)射極（B）引腳14Eb集電極（B）引腳15VIN輸入電壓引腳16VREF參考電壓引腳6.2.2工作描述SG3524的內部框圖如圖6.2所示。主要包含9個部分：+5v穩(wěn)壓器和基準電源；振蕩器；誤差放大器：PWM比較器；限流比較器；二分頻觸發(fā)器；或非門（A、B）;推挽式驅動管（VTa、VTb）;關斷電路。15+ 5V105(：13CT7 O1410k01612檢測端05叁幽10振蕩器輸出tJ6 0-1嶺君黑照圖6.2 SG3524內部組成原理反相輸入Z+5v2 同相輸入|EA8EF芬I

30、F穩(wěn)壓器與基準電壓源實質上是一個小功率串聯(lián)調整式穩(wěn)壓器，輸出電壓為+5V,向芯片內各單元供電，也對外提供基準電壓，最大輸出電流為20mA0振蕩器一方面產生幅度為0.63.6V的連續(xù)鋸齒波電壓Ui、直接輸入到脈寬調制器的同相輸入端，另一方面又向觸發(fā)器和或非門提供一個同步方波U2并從3腳輸出。振蕩頻率f,由下式決定：(6.1)1.18RTCTRt的阻值范圍是1.8kQ100kQ,Ct=0.001/0.1pF,最高震蕩頻率為300kHz。取樣電壓和基準電壓分別接入管腳l和2,經誤差放大器放大后，輸出控制電壓U3,接入PWM調制器反相輸入端，與其同相輸入端的鋸齒波電壓進行比較，輸出一個寬度受控制電壓U

31、3調制的方波脈沖U4,送至兩個或非門的輸入端，同時來自振蕩器的同步方波脈沖U2經二分頻觸發(fā)器輸出兩路相位互差180。的方波脈沖也送至兩或非門的輸入端。因觸發(fā)器有二分頻作用，故開關頻率f'=f/2。或非門為三路輸入信號，它們分別是觸發(fā)器、振蕩器和PWM比較器的輸出信號，其特點是：只有三路輸入信號均為低電平時，輸出才為高電平，工作波形如圖6.3所示。由波形圖可見，觸發(fā)器的兩路輸出脈沖互補，但在兩路輸入脈沖問至少存在有寬度為0.5il5肉的同步方波脈沖U2,從而保證兩個或非門輸出脈沖錯開一定角度，不會造成輸出管類同導通'現象，雙端輸出時每路占空比的調節(jié)范圍是045%。當電源出現異常或

32、出于某種需要，在第10腳加大于0.7V的電壓，就能使關斷電路中的晶體管飽和，所拉成低電平使PWM輸出高電平，Va、Vb因沒有輸入脈沖而截止。第10腳為低電平時，PWM恢復正常工作。圖6.3SG3524的工作波形6.3技術參數6.3.1 極限參數電源電壓（Vcc）:+40V邏輯輸入：-0.3V+5.5V模擬輸入：-0.3VVcc輸出電流（源電流或吸電流）：i500mA（峰值）參考輸出電流：50mA振蕩器充電電流：5mA功耗：1W結溫：+150C儲存溫度：-65C+150C引線焊接溫度：+300C6.3.2 推薦工作狀態(tài)推薦工作狀態(tài)如表6.2所示。表6.2推薦工作狀態(tài)參數名稱符號最小值典型值取大值

33、單位電源電壓VCC+8.0+35V電源電流Icc1420mA輸出電流（源或吸）IO0±100mA經巧軸出電壓VREF5.005.105.20V參考輸出電流IREF020mA震蕩頻率范圍fOSC0.1400kHz振蕩器定時電阻Rt2.0150Ka振蕩器定時電容CT0.0010.2pF工作溫度Ta0+70c分支輸出電壓VREF5.005.105.20V精品文檔7SG3524芯片開關電源設計控制方式不限，輸入電壓AC180250V,輸出電壓DC±5V、出2V,輸出功率35W,輸出電壓波紋系數2%,要有輸出短路保護。7.1 開關電源設計整體思路結合設計要求，整理出的大致設計思路如圖

34、7.1所示圖7.1設計思路220V交流市電，經整流濾波后得到一個直流高壓。再通過電阻、穩(wěn)壓管等器件的作用，得到輸入電壓，為SG3524控制芯片供電。7.2 開關電源輸入部分設計7.2.1 EMI濾波綜合體積、成本等方面的考慮，本設計中選用圖4.1所示的濾波器7.2.2 輸入整流橋的選擇整流橋的反向擊穿電壓Ubr應滿足：Urrm,1.25,2umax(7.1)交流輸入電壓范圍是180250V,Umax=250V,Urrm%442V,計算出Ubr=442V。輸入有效電流：(7.2)IRMS=P0umincos:其中，PO=35W,Umin=180V,設電源效率"=70%,取開關的功率因數

35、8stp=0.7,則Irms比0.40。整流橋額定的有效值電流為Ibr,應使Ibr42Irms=2m0.40=0.8A,取Ibr=0.8o由上，可選用1N4005(1A/600V)整流橋。7.2.3 開關電源輸入部分本設計的開關電源輸入部分如圖7.2所示。輸入信號來自220V交流市電，經整流濾波后，得到+300V輸出直流高壓，經R2降壓后，接入100Q電阻，起到過流保護的作用。再接入28V穩(wěn)壓管，使輸入電壓穩(wěn)定在28Vo圖7.2開關電源輸入部分7.3 高頻變壓器設計7.3.1 變壓器選擇(1)并聯(lián)式結構該電路是變電路最基本的拓撲結構，后續(xù)所有的變壓電路都是從該電路演化過來的。精品文檔優(yōu)點：電路

36、簡單，外圍所需的元件少，效率可以做到很高。缺點：電路功能單一，輸出功率比較大時開關管需要承受很大的脈沖電流。（2） 單端正激式該電路與方案一唯一區(qū)別是使用了變壓器，可以做隔離式升壓電路。優(yōu)點：電路相對簡單（與后面敘述的方案相比），外圍元件少。缺點：開關管關斷時，變壓器容易磁飽和，需要加上磁通復位電路。（3） 單端反激式,從原理圖上看與正激電路很相象，但工作原理不同，脈沖變壓器的原/付邊相位剛好相反。優(yōu)點：電路相對簡單（與后面敘述的方案相比），外圍元件少。缺點：由于變壓器存在漏感，將在原邊形成很大電壓尖峰，可能擊穿開關器件。需要設鉗位電路予以保護。（4） 推挽（變壓器中心抽頭）這種電路結構的特點

37、是：對稱性結構，脈沖變壓器原邊是兩個對稱線圈，兩只開關管接成對稱關系，輪流通斷。優(yōu)點：高頻變壓器磁芯利用率高（與單端電路相比）、電源電壓利用率高（與后面要敘述的半橋電路相比）、輸出功率大、兩管基極均為低電平，驅動電路簡單。缺點：如果電流不平衡，變壓器有飽和的危險、變壓器繞組利用率低、對開關管的耐壓要求比較高（至少是電源電壓的兩倍）。（5） 全橋式這種電路結構的特點是：由四只相同的開關管接成電橋結構驅動脈沖變壓器原邊。主要優(yōu)點：與推挽結構相比，原邊繞組減少了一半，開關管耐壓降低一半。主要缺點：使用的開關管數量多，且要求參數一致性好，驅動電路復雜，實現同步比較困難。這種電路結構通常使用在1kW以上

38、超大功率開關電源電路中。結合題目對電源功率、穩(wěn)定度、紋波、效率、數字控制等功能的要求與上述各方案的比較，也出于對時間、電路復雜程度的考慮，選擇了推挽結構做DC/DC變壓器。采用推挽式變換器，其缺點是存在直流偏磁現象，導致壓降、驅動開關時間不同等，可能導致磁芯飽和。為避免此現象發(fā)生，開關管應選擇特性參數一致，驅動電路要求對稱，延長消偏磁時間。SG3524屬于電流型PWM控制芯片，能有效限制過流精品文檔發(fā)生。7.3.2變壓器設計參數選擇設工作頻率為17.5kHz。變壓器的/&入電壓為+28V,輸出功率為35W,輸出電壓為邙V,土2V。效率"=70%。輸入功率p=PO=50W。(1

39、)鐵芯的選擇根據工作頻率為25kHz和Pi=50W,參照推挽式工作磁芯選擇圖7.3,可選擇EC35/17。啊 D 一JlWIt)卜Id H J，一圖7.3推挽式工作磁芯選擇精品文檔查表7.1可知，磁芯有效截面積Ae為84.3mm2。考慮低壓輸入/輸出、變壓器真空浸漬以及有較好的傳熱特點,熱阻值范圍為17.420c/W,選取低值Rth=18C/W0變壓器內部耗散總功率：Pid="(7.3)RthT取50C,則，Pid=2.8W其中，鐵損：(7.4)PFe=0.44Pid：1.23W銅損:Pcu=0.56Pid：1.57W(7.5)表7.13c8磁性材料的磁芯特性表磁性型號磁性有效面積A

40、e(mm)熱阻(最大值)Rth(C/W)熱阻(最大值)Rth(Z)(C/W)EC25/25/755.030.0一EC35/17/1084.317.420.0EC42/42/2023610.011.5EC55/55/254206.26.8(2)計算磁感應強度增量由PFe=1.57W,f=25kHz,查磁芯磁滯-渦流損耗與磁通的函數關系圖7.4,可確定:*p_p=41(uWbbAe=84.3mm2。磁通峰一峰值ip_p(Wb)Hl204050217iaj$fiqi峰值磁通】max=(-Wb)N圖7.4磁芯磁滯-渦流損耗與磁通的函數關系磁感應強度增量：p _p=B =Ae:486 mT(7.6)7.

41、3.3 ±5V輸出首先要確定次級電壓V's,V's由三部分組成，對于大電流、低電壓輸出的變換器，考慮電壓Vs降低時仍然有正常的電壓Vo輸出，因此輸出電壓應定為1.1V。輸出電壓Vo是經整流二極管、導線、變壓器次級繞組得到的，這兩種電壓降設為Vl。由于變壓器次級漏感的原因，有效導通時間不可能達到50%工作周期，即在每半周次級電流從建立到滿值都要經過延時，占空比要小于0.5,一般設為0.46,兩管為0.92。設定工作頻率為17.5kHz,占空比D=0.5,則,導通時間：，-1“ 一tON = DT = D28.57 usf每伏最佳匝數:次級電壓：tON二 B Ae定0.6

42、97（匝/伏）100V's= 1.1Vo Vl1.1VO Vl 1.08： 7.24V92次級匝數:最低輸入電壓:N -Ns =V's5 匝VVsmin =28-28 0.125 = 24.5/初級繞組匝數:N , Np = Vs min20匝V(7.(7)(7.(8)(7.(9)(7.(10)(7.(11)7.3.4 ±12V輸出采用推挽式變換器時，通過設計更多的二次繞組，能產生多路輸出電壓初級繞組匝數：Np=20匝輸出電壓：(7.12)NsUo=2DUINp由i5V輸出電路，可得Ui=20Vo1Uo1當輸出為由2V時，Ns='mLm,xNp=12匝。2Ui

43、D7.3.5 推挽變換器中開關管的參數選擇開關管VTl、VT2截止時承受的電力應力為：VT1=VT2=2Vin=40V。1由工作頻率25kHz,求得，Ts=40Ns。即，推挽變換器的周期。fs7.3.6 輸出整流二級管的選取雙極性變換器的輸出整流電路采用橋式整流電路結構。i5V輸出二極管反向額定電壓：(7.13)、，Ns、，Vo一,VdR二Vin=二5二，Dy=1NpDy在雙極性輸出電路中，Dy=ToN/Ts/2可得，Ton=ToffO均采用肖特基二極管(BYW51)。(2)±2V輸出根據公式7.13,同理，蟲2V輸出可選取肖特基二極管(BYW51)對推挽變換器而言，流過二級管的電流

44、有效值：(7.14)1IDRms二,1DIo=0.707I。2V輸出時，lDRms=3.54A。由2V輸出時，lDRms=2.06A。肖特基二極管(BYW51)均滿足要求7.3.7開關電源變壓器部分本設計中的開關電源變壓器部分如圖7.5所示。二次側采用更多繞組，從而實現多路輸出，應設計要求i5V和土2V輸出。圖7.5變壓器部分7.4輸出濾波設計電流型控制DC/DC變換器的紋波抑制雖然比電壓型稍有提高，但其輸出端的低頻交流紋波仍較大。若要實現設計要求中的的低紋波輸出，則必須對低頻電源紋波采取濾波措施。結合推挽變壓器及PWM控制器(電流型)，本設計可選用LC濾波電路7.4.1L、C的選取(1) i

45、5V輸出對推挽變換器而言，將Co視為理想電容器：(7.15)C.-Il_=Lo_16fsM16fsVoUo=(1%2%)Uo,取Uo=2%Uo=0.1V。求得，C>175pF。保險起見，可取200口(7.16)D1-D1KNsL=Vin4fs1-KIoNp當K=0時，求得臨界連續(xù)條件下的臨界電感Lg,其中fs為工作開關頻率，為25kHz,可求得，保證電感電流連續(xù)的最小電感量為1.79出。(7.17)C_1-DVo32LfUofs2其中，Uo=(1%2%)Uo,取Uo=2%Uo=0.1V,將C=200pF帶入，可得，Lf=6.25出1.79出，滿足要求。(2) ±2V輸出U0=2%U0=0.24V,根據公式7.15求得C>29.2后。保險起見，可取50尸。當K=0時，根據公式7.16求得臨界連續(xù)條件下的臨界電感Lg=10.3出。Uo=2%Uo