1、帶電流截止負反饋的轉速閉環可逆直流調速系統的仿真與設計一、設計目的1、應用所學的交、直流調速系統的基本知識與工程設計方法，結合生產實際，確定系 統的性能指標與實現方案，進行運動控制系統的初步設計。2、 應用計算機仿真技術， 通過在MATLAB件上建立運動控制系統的數學模型，對控制 系統進行性能仿真研究，掌握系統參數對系統性能的影響。3、 在原理設計與仿真研究的基礎上，應用PROTE進行控制系統的印制板的設計，為畢業設計的綜合運用奠定堅實的基礎。二、設計任務帶電流截止負反饋的轉速閉環可逆直流調速系統的仿真與設計 三、設計參數直流電動機控制系統設計參數如下:輸出功率為：7.5Kw 電樞額定電流36

2、A 額定勵磁電壓110V 電樞電阻0.2歐姆 電機機電時間常數2S電樞額定電壓220V 額定勵磁電流2A功率因數0.85電樞回路電感 100mH電樞允許過載系數1.5額定轉速1430rpm測速發電機：永磁式，ZYS231/110型額定數據為 23.1W,110V,0.18A,1800r/min四、環境條件電網額定電:380/220V;電網電壓波動：10%；環境溫度：-40+40攝氏度；環境濕度:1090%.五、控制系統性能指標電流超調量小于等于 5%;空載起動到額定轉速時的轉速超調量小于等于30%;調速范圍D= 20;靜差率小于等于0.03.六、問題的提出眾所周知，直流電動機全電壓起動時，如果

3、沒有采取專門的限流措施，會產生很大的沖擊電流，這不僅對電動機換向不利，對于過載能力低的晶閘管等電力電子器件來說，更是不允許的。采用轉速負反饋的單閉環調速系統（不管是比例控制的有靜差調速系統，還是比例積分控制的無靜差調速系統），當突然加給定電壓 U*n時，由于系統存在的慣性，電動機不 會立即轉起來，轉速反饋電壓Un仍為零。因此加在調節器輸入端的偏差電壓，Un=U*n差不多是穩態工作值的（1+K）倍。這時由于放大器和觸發驅動裝置的慣性都很小，使功率 變換裝置的輸出電壓迅速達到最大值Udmax對電動機來說相當于全電壓起動，通常是不允許的。對于要求快速啟制動的生產機械，給定信號多半采用突加方式。另外，

4、有些生產機械的電動機可能會遇到堵轉的情況，例如挖土機、軋鋼機等，閉環系統特性很硬，若無限流措施，電流會大大超過允許值。如果依靠過電流繼電器或快速熔斷器進行限流保護，一過載就跳閘或燒斷迷熔斷器，將無法保證系統的正常工作。為了解決反饋控制單閉環調速系統起動和堵轉時電流過大的問題，系統中必須設有自動限制電樞電流的環節。 根據反饋控制的基本概念，要維持某個物理量基本不變，只要引入該物理的負反饋就可以了。所以，引入電流負反饋能夠保持電流不變，使它不超過允許值。但是，電流負反饋的引入會使系統的靜特性變得很軟，不能滿足一般調速系統的要求，電流負反饋的限流作用只應在起動和堵轉時存在，在正常運行時必須去掉， 使

5、電流能自由地隨著負載增減。這種當電流大到一定程度時才起作用的電流負反饋叫做電流截止負反饋。七、電流負反饋截止環節為了實現截止負反饋， 必須在系統中引入電流負反饋截止環節。電流負反饋截止環節的具體線路有不同形式，但是無論哪種形式，其基本思想都是將電流反饋信號轉換成電壓信號， 然后去和一個比較電壓 Ucom進行比較。電流負反饋信號的獲得可以采用在交流側的交流電 流檢測裝置，也可以采用直流側的直流電流檢測裝置，我們將在電流檢測裝置一節中作詳細介紹。最簡單的是在電動機電樞回路串入一個小阻值的電阻Rs, IdRs是正比于電流的電壓信號，用它去和比較電壓 Ucom進行比較。當ldRsUcom,電流負反饋信

6、號 Ui起作用，當 IdRs Ucom電流負反饋信號被截止。 比較電壓Ucom可以利用獨立的電源， 在反饋電壓IdRs 和比較電壓Ucom之間串接一個二極管組成電流負反饋截止環節，如圖(a)所示；也可以利用穩壓管的擊穿電壓 Ubr作為比較電壓，組成電流負反饋截止環節，如圖(b)所示。后者線路更為簡單。3圖1電流負反饋截止環節(a )禾9用獨立電源作比較電壓(b)利用穩壓管獲得比較電壓八、帶電流截止負反饋的單閉環轉速負反饋調速系統下圖給出了帶電流截止負反饋的轉速負反饋調速系統的原理框圖。圖中控制器采用PI調節器，電流反饋信號來自交流電流檢測裝置，與主電路電流Id成正比，反饋系數為 3,臨界截止電

7、流為Idcr，穩壓管的擊穿電壓為 Ubr,于是圖2帶電流截止負反饋的單閉環調速系統靜特性如圖所示:圖3帶電流截止負反饋的轉速負反饋閉環調速系統的靜特性顯然，在Id Ider時A, A-B段的靜特性則很陡，靜態速降很大。這種兩段式的特性常被稱為下垂 特性或挖土機特性，因為挖土機在運行中如果遇到堅硬的石塊而過載時，電動機停下，這時I的電流稱為堵轉電流Idbl。電機堵轉時，n=o,得Idbl 應小于電動機的允許最大電流（1.52.5 ） Inom,另一方面，從正常運行特性nO-A這一段看, 希望有足夠的運行范圍，截止電流Ider應大于電動機的額定電流，例如取-1 -lJL。這些就是設計電流截止負反饋

8、環節參數的依據。九、PWM寬調制9.1 PWM基本介紹自從全控型整流電力電子器件問世以后，就出現了采用脈沖寬度調制的高頻開關控制方式，形成了脈寬調制變換器一直流電動機調速系統，簡稱直流脈寬調速系統，或直流PWM調速系統。PWM統在很多方面有較大的優越性：主電路線路簡單，需用的功率器件少；開關頻率高，電流容易連續，諧波少，電機損耗及發熱都較小；低速性能好，穩速精度高，調速范圍寬，可達1: 10000左右；若與快速響應的電動機配合，則系統頻帶寬，動態響應快，動態抗干擾能力強；功率開關器件工作在開關狀態，導通損耗小，當開關頻率適當時， 開關損耗也不大，因而裝置效率較高；直流電源采用不控整流時，電網效

9、率因數比相控整流器高。由于上述優點，在中、小容量的高動態性能系統中，直流PWM調速系統的應用日益廣泛。9.2脈寬調制變換器在干線鐵道電力機車、工礦電力機車、城市電車和地鐵電機車等電力牽引設備上，常采用直流串勵或復勵電動機，由恒壓直流電網供電。 過去用切換電樞回路電阻來控制電機的起動、制動和調速，在電阻中耗電很大。為了節能，并實行無觸電控制，現在多改用電力電子 開關器件，如快速晶閘管，GTO IGBT等。采用簡單的單管控制時，稱作直流斬波器，后來逐漸發展成采用各種脈沖寬度調制開關的電路，統稱為脈寬調制變換器。直流斬波器-電動機系統的原理如圖 4a所示，其中VT用開關符號表示任何一種電力電 子器件

10、，VD表示續流二極管。當VT導通時，直流電源電壓Us加到電動機上；當VT關斷時， 直流電源與電機脫開，電動機電樞經VD續流，兩端電壓接近于零。如此反復，得到電樞端電壓波形u=f（t）,如圖4b所示，好象是電源電壓 Us在ton時間內被接上，又在（T-ton ） 內被斬斷，故稱為“斬波”。這樣，電動機得到的平均電壓為：Ud=（ton/T）*Us=p *Us式中T-功率開關器件的開關周期ton-開通時間p -占空比，p = ton/T= ton*f，其中圖4脈寬調制變換器-電動機系統的原理圖和電壓波形圖a）原理圖b）電壓波形圖如圖5 a）所示，給出了一種可逆脈寬調速系統的基本原理圖，由VT1VT2

11、共4個電力電子開關器件構成橋式（或稱H形）可逆脈沖寬度調制（PULSEWIDTHMODULATIQN簡稱PWM變換器。VT1和VT4同時導通和關斷， VT2和VT3同時通斷，使電動機 M的電樞兩 端承受電壓+ Us或-Us。改變兩組開關器件導通的時間，也就改變了電壓脈沖的寬度，得 到電動機兩端電壓波形如圖32 b）所示 YT1VT3 33圖5橋失可逆脈寬調速系統基本原理圖和電壓波形a)基本原理圖b)電壓波形如果用ton表示VT1和VT4導通的時間，開關周期T和占空比p的定義和上面相同，則電動機電樞端電壓平均值為：Ud=(ton/T)*Us- (T-ton ) / T* Us=(2*tonl T

12、-1 ) * Us= (2 p -1 ) *Us脈寬調制變換器的作用是：用脈沖寬度調制的方法，把恒定的直流電源電壓調制成頻率 一定、寬度可變的脈沖電壓序列，從而可以改變平均輸出電壓的大小，以調節電機轉速。9.3橋式可逆PWh變換器可逆PW諛換器主電路有多種形式，最常用的是橋式(亦稱 H型)電路，如圖6所示。Hk Q圖6橋式可逆PWM：換器雙極式控制可逆PWM：換器的4個驅動電壓波形如圖 7所示。U1VTLVT4VB2VD3圖7雙極式控制可逆 PWh變換器的驅動電壓、輸出電壓和電流波形它們之間的關系是：Ug仁Ug4=-Ug2=-Ug3。在一個開關周期內，當0 tton時，Uab=Us, 電樞電流

13、id沿回路1流通；當ton wtT/2,則Uab的平均值為正，電動機正轉，反之，則反轉；如果正、負脈沖相等，t=T/2,平均輸出電壓為零，則電動機停止。圖7所示的波形是電動機正轉時的情況。雙極式控制可逆 PWh變換器的輸出平均電壓為：Us （半 1）u若占空比P和電壓系數丫的定義與不可逆變換器相同，則在雙極式是可逆變換器中：丫=2 p -1就和不可逆變換器中的關系不一樣了。調速時，p的可調范圍為01，相應的，丫 =(-1 ) ( +1)。當p 1/2時，丫為正，電動機正轉；當p 1/2時，丫為負，電動機反轉； 當p =1/2時，丫 =0,電動機停止。但電動機停止時電樞電壓并不等于零，而是正負脈

14、寬相 等的交變脈沖電壓，因而，電流也是交變的。這個交變電流的平均值為零，不產生平均轉矩，徒然增大電動機的損耗，這是雙極式控制的缺點。 但它也有好處，在電動機停止時仍有高頻微振電流，從而消除了正、反向時的靜摩擦死區，起著所謂“動力潤滑”的作用。雙極式控制的橋式可逆 PW諛換器有下列優點：1) 電流一定連續；2) 可使電動機在四象限運行；3) 電動機停止時有微振電流，能消除靜摩擦死區；4) 低速平穩性好，系統的調速范圍可達1： 20000左右；5) 低速時，每個開關器件的驅動脈沖仍較寬，有利于保證器件的可靠導通。雙極式控制方式的不足之處是：在工作過程中，4個開關器件可能都處于開關狀態，開關損耗大，

15、而且在切換時可能發生上、下橋臂直通的事故，為了防止直通，在上、下橋臂的 驅動脈沖之間，應設置邏輯延時。為了克服上述缺點，可采用單極式控制，使部分器件處于常通或常斷狀態，以減少開關次數和開關損耗，提高可靠性，但系統的靜、動態性能會略有降低。十、反饋控制閉環直流調速系統的設計過程與參數計算10.1、根據以上數據和穩態要求計算參數如下：(1)為了滿足D=20, sw 3%額定負載時調速系統的穩態速降為nci1430 .3 r/min 2.21r/minD(1 s) 20 (1 0.03)n noms(2)根據 門。，求出系統的開環放大系數I RnomCe n cl36 0.210.149 2.212

16、0.9式中CeU nom I nom Ran nom(22 36 .2)V0.149V min/r1430r / min(3)計算測速反饋環節的放大系數和參數對于要求在一定范圍內無級平滑調速的系統來說,以調節電樞供電電壓的方式為最好，測速反饋系數a包含測速發電機的電動勢轉速比Cetg和電位器的分壓系數2，即a=2 Cetg根據測速發電機數據，110VCetg0.0611V min/r1800r /min試取20.2 ,如測速發電機與主電動機直接聯接，則在電動機最高轉速成1460r/min下，反饋電壓為Un0.0611V 如 0.217.47Vminr若直流穩壓電源為土 20V,可以滿足需要，因

17、此所取相應的最大給定電壓約需用18Vo的值是合適的。于是，測速反饋系數為2Cetg0.2 0.0611V如 0.01222V.min/r r電位器的選擇方法如下： 考慮測速發電機輸出最高電壓時，其電流約為額定值的確 20%這樣，測速機電樞壓降對檢測信號的線性度影響較小，于是Rrf空仁 0.0611 1430242720%I n omtg0.2 0.18此時RP2所消耗的功率為C etg nnom 20%I n omtg 0.0611 1430 20% 0.18 3.15W為了使電位器溫度不是很高，實選瓦數應為消耗功率的一倍以上，故選RF2為10W3k Q的可調電位器。(4)計算運算放大器的放大

18、系數和參數KpKCe20.9 0.1496.40.01222 40實取Kp 7按運算放大器參數，取 R040KRi KpRo 7 40K280K(5)反饋電壓U n nnom 1430 0.01222V17.5V10.2、各部件相關參數選擇10.2.1 電源：采用正反電源供電，即一端輸出15V，另一端輸出-15V，中間處為零伏、 接地。10.2.2 電位器RP1:選擇-15V+15V輸出，中間接地，即 U；max 15V 。10.2.3 限幅裝置：為保證輸出地線性關系，采用齊納二極管反向擊穿限幅，同時為保證能反向限幅，用兩個齊納二極管串聯。限幅值為12V，即U cmax 12V 。限幅電路圖如

19、下圖 &圖510.2.4 UPE 環節的原理圖設計，該環節的時間常數和放大系數的計算:UPE環節的動態結構圖如下圖9：準確的(b)近似的圖9整流電路：采用三相半波整流，為實現逆變，用兩套三相半波，反向連接。采用/2配合控制的有環流可逆系統，此時需要串接電抗器，限制環流值在額定直流輸出電流的3%10%當導通角a30。時，電流連續 則UdI.I7U2COS ,由于Ud UN即小于電動機額定電壓1. 17U2 cosUn則U2Un.T. 17 cos及 U 2max Un/1.17341.88V 取 U2220v，則 U dmax 1.17U 2257.4v 貝 V電力電子放大器的電壓放大系數KS

20、257.4/12 21.45Idmin 10%I n 電抗器 L=89.2mH三相半波失控時間Ts 3.33ms電樞回路電磁時間常數 T|=0.446s在三相半波整流電路中，如果負載電動機按電感性負載處理，晶閘管承受的最大正向和反向電壓均為變壓器二次側線電壓的峰值,即Urm2, 3U22.45U2539vUfm 2U 2311v 晶O按電阻性負載處理，則其最高正壓是二次側相電壓的峰值，即:閘管的額定電壓選用時，額定電壓為正常峰值電壓的23倍，作為允許的操作過電壓欲量。晶閘管的額定電壓取：UN (23)UFm，因此可取Un =900V。選擇晶閘管參數如下：電壓U=1500v，電流 l=25A 0

21、10.3、電流截止負反饋電流截止負反饋環節如圖10所示：當 1 dRsUcom 時二極管截止,1 dRs10即可加到放大器上去,因此,截止電流1 dcrUcom，R，堵轉電流1 dblUcom*UnRs聯立上式1 dcrUcom/Rs(1. 1Idbl?U? +U comRs1 dbl(UcomURs= 2In = 2 X36A=72AUcom 時二極管導通;電流負反饋信號Ui1.2)I n(1. 52)1又截止電流 Ider = URm=1.2IN=1.2 X36 = 43.2A由上面兩個公式聯立可得:比較電壓Ucm=22.5V串入電樞回路中的小阻值電阻Rs=0.52Matlab仿真根據系統

22、穩態結構圖（如圖11）,選擇仿真模塊：使用constant模塊作為轉速給定電壓， ramp模塊作為負載擾動，并用staturation模塊限幅，選擇 Gain模塊作為傳遞函數模塊,sum模塊作為信號綜合點，最后加上示波器。由此建立有靜差調速系統的數學模型，并用 MATLAB軟件對系統進行仿真（注意：在接線時，如果出現錯誤，提示顏色為紅色）。EilaGmts二二卜fV號出El曲算習E 車圖11有靜差調速系統11.1、主要元件的參數設置1. 轉速給定電壓由于觸發裝置GT的控制電壓是由給定電壓Un和反饋電壓Un的差經過放大器后產生的，所以二者的差不會很大，于是取 Un 18V，即常量值（consta

23、nt value ）設為18。采用斜 坡函數，并加上staturatio n模塊作為限幅。在電路圖的Simulink 菜單選項中，選擇 Simulintion Parameter 中。對仿真參數進行如下設置：Start time:0.1; stop time:2.011.2、仿真結果及分析1.Kp的值不同時其輸出特性如圖12所示，a）為Kp 17，b）為Kp 40。(1 ) Kp 17(2) Kp 40圖12有靜差調速系統的穩態特性上圖一一轉速下圖一一負載電流(1) 圖中Kp 17轉速為1446.1914r/mi n ，隨著負載電流的增加，轉速有所下降，在0.5s 時，電流達到額定值 36A，

24、這時的轉速降為1442.7866r/mi n ，系統的轉速降為n=1446.1914r/mi n-1442.7866r/mi n=3.4048r/mi n。(2) 圖中為Kp 40時系統的特性，從轉速曲線可以看到，隨著放大倍數的增加，系統 的轉速降減小，靜特性的硬度增加，抗負載能力提高。2. 不同給定值下系統的輸出穩態特性，如圖13。(1 )為 Un 18V，轉速降為n=1461.487r/min-1460.025r/min=1.462r/min。 為 Un 17.8V ,轉速降為n=1445.244-1443.7823r/min=1.4617r/min通過對比可以得出，單閉環調速系統具有很好

25、的跟隨特性。(1) U；18V(2)U；17.8V圖13有靜差調速系統不同給定作用時的穩態輸出特性11.3、動態穩定的判斷，校正和仿真為保證系統穩定，開環放大系數應有Tm(TlTs)Ts2TiTs代入具體數值并計算后得K20.9，穩態精度和動態穩定性在這里不矛盾。有靜差調速系統的仿真模型U a蟲入uII#En(?)4Ks/TsS+lpjA(i/r/hs+irAte+-1有靜差調速系統的動態結構如圖25所示，將前述靜態比例環節Ks換為Ks圖14采用比例調節器的閉環有靜差調速系統結構圖仿真模型如圖14,其中微分環節的設置如圖所示。根據系統穩態結構圖（如圖11）,選擇仿真模塊：使用constant模

26、塊作為轉速給定電壓， ramp模塊作為負載擾動，并用staturation模塊限幅，選擇 Gain模塊作為傳遞函數模塊，sum模塊作為信號綜合點，Derivative 模塊作為微分器，最后加上示波器。由此建立有靜差 調速系統的數學模型，并用MATLAB件對系統進行仿真。用Ramp模塊加上staturation模塊限幅作為負載擾動。D笳P號 蘭 t PC t顧-i iJ理？ 臚 止IB 嚴Bari圖15給定為階躍函數時的有靜差調速系統的動態系統11.4、圖16為給定電壓U n 18V時的輸出特性。圖17為給定電壓U n 20V時的輸出特性。SI 3盤陽苦蘆爐托礙陥口1QDD圖16有靜差調速系統當給定作為U；18V時的動態輸出特性圖17有靜差調速系統當給定作為U；20V時的動態輸出特性11.5、從圖16和圖17中也可以看出有靜差調速系統的轉速對于給定電壓具有很好跟隨 性，給定電壓越大，最終轉速越高。且動態模型中，轉速會慢慢趨于穩定。十二、心得體會本課程的課程設計是在學習完電力拖動自動控制系統課程后，進行的一次全面的綜合訓練，其目的在于加深對電力拖動自動控制系統理論知識的理解