基于DSP的煤礦井下低壓電網監控系統設計摘要隨著電力電子技術在煤炭行業的大規模應用，晶閘管、逆變電源、變頻控制電機、起重設備等離散系統負載的不斷增加，電網諧波環境污染日趨嚴重。諧波降低電能質量，對機器設備的一切正常運行造成危害，嚴重危及煤礦低壓電網的安全運行。據此，電能質量檢測和相應的修復必不可少。首先要解決的問題是對電網主要參數進行檢查分析，準確掌握電網主要參數的具體情況。因此，針對電力工程實用性強、精度高、信息量大的特點，設計了一種基于DSP的低壓電網檢測系統，完成對低壓電網的高精度檢測。本文首次對低壓電網檢測主要參數的特性進行基礎理論分析，對諧波的來源和風險進行科學的研究。在增強帶通濾波器和鎖相環記憶超頻電源電路的基礎上，提高諧波頻率、相位差和強度測量的精度。隨后，采用TI的TMS320F2812為關鍵CPU、利用ADS8364安全通道模擬模擬輸入、16位并行處理輸出數模轉換器進行數據采集和轉換，以及低功耗硬件配置電源電路。電壓電網視頻監控系統的設計方案非常詳細。包括數據信號傳感器供電電路、脈沖調制供電電路、數據處理供電電路和通信供電電路等。最后，系統軟件充分考慮抗干擾的規定，連接維護供電電路如光電耦合器和瞬態電壓抑制器連接到電源電路。關鍵詞：電力系統；參數監控；數字信號處理器；快速傅里葉變換目錄6600第一章緒論 緒論本章首先詳細介紹諧波風險，這是當今電能質量的主要風險，以及電力系統測量的必要性；其次，詳細介紹了世界各國的產品研究成果和研究成果，以及數據信號分析的發展，尤其是近年來DSPCPU的普及，為電力系統的智能采集賦予了新的生命。1.1課題研究的背景及意義近年來，由于采用電力電子技術的工業設備和電器產品的大量應用，電能質量的惡性變化越來越嚴重，危及電力企業、工業生產和大家日常生活的方方面面。電能質量的主要危害是電力設備對電網的影響?；ヂ摼W的主要影響包括電壓降和峰值電壓、電壓諧波含量、過電壓、電壓波動和三相不平衡。這種沖擊會破壞客戶的負載或系統軟件設備，電力系統在煤炭行業尤為重要。自然，為了更好地保障所有煤炭生產制造的安全運行，電力系統必須在保證安全運行的同時，降低消耗，提高用電效率，改善用電自然環境，提高用電效率。社會整體效益經濟，掌握電能質量，提高電能質量。為了更好地掌握電能質量，提高電能質量，一方面必須采取多種可能的技術措施來抑制電能質量的惡性變化或開發網絡服務，另一方面需要對電能質量進行監控。并安裝設備。在某一點。監督供配電系統中低壓電網的主要參數。要準確及時地檢測電網各項指標值，并對其進行分析統計分析，以便及時處理電能質量問題，是否一切正常運行，如何處理他們。因此，必須監測多個電能質量指標值，并且必須在越來越多的點上安裝監測。因此，準確、快速地測量電力工程主要參數，對于完成電網防爆開關自動化技術，保障電網安全經濟狀況具有關鍵的現實意義。數據信號轉換器DSP是專用CPU，可將脈沖信號轉換為模擬信號并執行快速并行處理，比速度更快的CPU快1,050倍。在當前的數字時代，DSP已經成為通信、電子計算機、消費電子等行業的基礎設備。它被稱為信息社會改革的規范媒介。專業人士預測和分析，DSP將成為一種發展趨勢?？焖匐娮釉O備。在集成電路芯片的未來。它將成為升級電子設備，改變每個人的工作、學習、培訓和生活習慣的關鍵要素。將DSP技術引入電網監管也具有關鍵的現實意義。這是因為，由于我國電力系統的快速發展趨勢，當前電力工程數據采集和傳感器設備的特點已不能滿足電力系統和變電站自動化技術發展趨勢的要求。目前，單片機的設計是機械設備操作和操縱的關鍵，數據處理方法的能力有限，數據采集的頻率和精度較低，電力系統的諧波分析有很高的難度。數據信號分析計算中有很多加法和加法運算。數據信號分析集成IC是專為數據信號分析而設計的微控制器。具有專業的計算機指令和更強的數據信號分析系統總線。系統結構和處理速度快，控制功能強。它不僅可以處理諧波分析中復雜、大量的計算，而且可以充分利用強大的控制功能來控制各種現場通訊接口。數模轉換器ADC和其他用于數據收集的日常任務[1]。因此，結合DSP技術、快速A/D和全新的電子計算機技術，可以進一步改進和完善具有微機保護、誤記錄等實際要求的設備。可以說DSP技術在電力系統中有著廣闊的應用前景。1.2世界各國科研發展趨勢動態在國際上，輸出功率主要參數的測量技術大概經歷了三個環節。第一步主要是測量模擬輸入。1950年代以來，隨著數字電子技術和電子信息技術的發展趨勢，輸出功率主要參數的測量技術逐漸發生了變化。智能化，最初的模擬點檢測模擬逐漸被數字化檢測所取代。數字測試具有微型計算機、獨立的計算機操作系統和多種可相互通信的標準化系統總線、可擴展的儀器儀表和功能測試系統軟件。測量技術的發展趨勢是快速的、逐漸完善的，在80年代以后進入了第三階段，即大規模集成電路芯片技術。一方面進一步提高了集成IC的計算水平，另一方面大大減少了集成IC計算水平\芯片尺寸。同時，它易于嵌入到儀器設備中，進一步提高了測量輸出功率主要參數的軟件的特性和便利性。目前，在電能質量元器件的科研方面，高端銷售市場主要被英國、法國、德國等知名電源公司占據。其產品堅固、穩定并具有良好的瞬態特性。與國外相比，我國在圖形顯示層面的開發、設計和科研，開關電源的主要參數檢測已經落伍。大多數廠家采用單片機設計結構，并不理想。在功能和應用層面還存在很多問題[2]。1）分辨率不足，可擴展存儲空間小，計算速度相對較慢，大量實時數據難以用精確細致的優化算法求解，不能滿足電力監控的高實用性要求。2）電力系統中最常見的微控制器包括51系列和96系列等控制系統，但由于對電力系統實際性能、信息和計算要求的高精度測量，這類機械設備不沒有很長的計算水平。為了更好地融入電力系統法規，電力系統高精度測量、實時監測和優秀優化算法的應用受到限制。3）部分產品立即引進國外技術控制模塊，功能齊全，但價格相對昂貴，不完全適合中國市場。4）部分商品不具備通訊和控制輸出功能，不符合電力系統數字化、自動化技術的發展前景。5）人機交互技術差。1.3本文的重點工作第一部分：緒論詳細介紹了研究課題的現實意義、世界各國的科學研究動態，并給出課題研究的具體內容。第二部分：輸出功率主要參數信號分析的基本理論。一方面，詳細討論了輸出功率的主要參數范圍和測量技術。另一方面詳細講解了信號分析的關鍵基礎理論之一FFT（QuickFourierTransform），在輸出功率中詳細介紹了相關的基礎理論。用于主要參數測量。同時，從電網產品質量標準、電網諧波測量技術、頻段泄漏與抑制等方面系統地描述了電網諧波。第三部分：電力工程主要參數實時測量系統軟件的科學研究。這部分是本課題的關鍵，從硬件開發、軟件開發、抗干擾三個層面討論系統軟件。其實有以下幾點：1、視頻監控系統硬件開發，包括：(1)數據采集控制模塊設計方案。包括電壓和電壓互感器及調理電路原理、抗混疊電路原理、鎖相環電路原理、DSP和A/D采樣電源電路接口設計。(2)DSP最小系統設計方案。包括DSP芯片選擇、電路設計、存儲ic設計、晶振電路設計和JTAG接口設計。(3)通信系統設計方案。包含DSP與上位機軟件通訊電路原理。電源電路得到實際電路原理圖。2.系統軟件抗干擾的基本討論，主要是開關電源的抗干擾設計，地線的抗干擾設計，布線標準和屏蔽的使用，以及軟件的開發.3、系統設計方案：重點包括系統軟件的軟件流程圖和各控制模塊的軟件開發。第四部分是總結與展望。說明進一步改進系統功能所需的努力。電力工程主要參數測算的基本原理煤礦低壓電網必須檢測的主要參數包括電壓、電流、輸出功率、頻率、電壓誤差、電網諧波等。2.1電壓、電流和電壓誤差的測量和計算根據GB12324-2008《電能質量_供電系統電壓誤差》，默認設置獲取電壓有效值的測量時間窗應為10個周期，且每個測量時間窗應與相鄰的測量時間窗相近，無重合，連續測量并取平均值。測量并計算電壓的有效值，最后是開關電源電壓的誤差值。計算方法如下：(2-1)另外，國家標準對供電系統的電壓誤差有如下要求：(1)供電系統電壓35KV以上的正負誤差平方根之和不得超過額定電壓的10%。(2)10KV以下三相電源電壓的允許誤差不得超過額定電壓的7%。(3)220v單相電動開關電源電壓允許誤差為額定電壓的7%-(-10%)。由上可知，為了更好地測量電壓誤差，必須測量特定電壓的均方根值。由于鍵入數據信號中含有諧波成分，鍵入數據信號電壓的瞬時值可以表示為：（2-2）其中N為諧波次數，認為k次諧波電壓有效值，θk為k次諧波電壓初相角。總的電壓有效值由定義得出為：（2-3）如果交流電壓信號在周期中的N個點均勻采樣，那么我們將上面的公式離散化，只要N足夠大并且選擇得當，那么我們就用采樣序列中的周期來代替不斷變化的電壓值。根據數值積分的矩形算法：（2-4）式中:ΔT交流采樣間隔（采樣周期）Uk電壓采樣樣本值N一個周期內采樣點數如果相鄰兩次采樣的時間間隔都相等，則ΔT為一常數有N=T/ΔT，由以上諸式可得出計算實際電壓有效值的方法為：（2-5）在上式中，測量的是每相電壓的均方根值。電流優化算法與電壓優化算法相同，具體電壓誤差可以根據電壓誤差計算方法計算。2.2頻率誤差的測量根據GBT15945-2008《電能質量_電力系統頻率誤差》，對電力系統頻率誤差的要求是：(1)電力系統所有正常頻率誤差的規定值為±0.2Hz。當系統軟件體積小于小時，誤差值可釋放至±0.5Hz。(2)沖擊負載引起的系統軟件頻率變化一般不超過±0.2Hz。可根據沖擊負載的特性、尺寸和系統軟件標準適當改變，但安全、穩定運行，通用供電系統。功率計算公式包括功率因數、無功負載、有功功率和功率因數的計算。(1)功率因數：測量功率因數時，由于電網電壓和電流已知，故選用輸出功率測量的基本原理（二米法），可得到如下輸出功率采樣計算方法：圖2-1有功功率測量原理圖（兩表法）W1表的有功功率：（2-6）W2表的有功功率：（2-7）三相有功功率：（2-8）（2）無功功率：同理，根據三相有功電表測量三相無功功率的原理圖圖2-2無功功率測量原理圖W1表的無功功率：（2-9）W2表的無功功率：（2-10）則三相三線總的無功功率：（2-11）（3）視在功率：測量三相視在功率S的公式：（2-12）（4）功率因數功率因數C0Sφ等于有功功率和視在功率的比值，即：（2-13）2.3頻率測量世界上許多國家在頻率測量科學研究方面取得了許多成果。許多優化算法已經完成，原始優化算法在整個測量過程中必須花費較長時間，在整個瞬態過程中測量精度較弱。選擇DSP技術完成頻率可以優化算法，測量精度高，并且可能需要很短的時間。這個技術性對硬件配置有更高的要求。頻率測量的關鍵優化算法是：(1)循環時間法：循環時間法是一種非常零交叉的方法。根據被測數據信號波形過零模式中間的總時間寬度計算頻率。該方法的定義清晰且易于完成。公式為：（2-14）(2)解析法：根據數據信號觀測實體模型的數學類轉換，可以將待測f或Δf表示為樣本值的顯函數，但總體精度不高.2.4電網諧波測量電力系統諧波測量的重要指標值包括諧波分量、總諧波壓降，有時還包括外觀因素、波峰焊因素、諧波輸出功率Pn、諧波特性阻抗Zn等。要準確測量諧波，必須找到合理的統計分析方法。2.4.1諧波統計分析方法電力工程系統諧波的準確測量可分為在線和離線兩種。自動測量的關鍵是諧波抑制和無功補償設備。這里，優化算法的實用性占主導地位，精度必須保證在一定的偏差范圍內。仿真濾波法和快速傅立葉變換、快速傅立葉變換（FFT）和VSM三種方法（自變量檢索法）基本滿足要求。離線精確測量基本沒有實際的規定。大家主要關心的是諧波分析的準確性。這時候歷史記錄有足夠的分析時間，可以利用時頻分析、神經網絡和狀態空間進行分析[3]。(1)使用仿真模擬帶通或帶阻濾波器準確測量諧波應用基于時域基本理論的模擬濾波基本原理，完成初始諧波檢測。模擬并行處理濾波器諧波傳感器裝置的框架圖如下圖所示。從圖中可以看出，鍵入信號被放大并發送到一系列濾波器。濾波器f1、f2、...、fn的管理中心頻率是固定的。精確測量開關電源頻率和f1<f2<……<fn（其中n為最大諧波次數），然后送至多路顯示器指示總次數和強度中包含的諧波成分的測試。這種檢查方法的優點是電源電路結果簡單、成本低、輸出阻抗低、品質因數非常容易操縱。但是，這種方法也有很多缺點。例如，濾波器的管理中心頻率對元器件的主要參數非常敏感，對外界環境危害很大，不可能獲得理想的幅頻和相頻特性。圖2-3模擬并行濾波式諧波檢測裝置原理圖(2)根據傅里葉變換的基本理論傅里葉變換是一種常用的諧波檢測方法，用于檢測基波和驗證的次諧波。眾所周知，傅立葉會引起頻率混疊、頻帶泄漏和柵欄效應。如何減少此類危害是這項科學研究的關鍵挑戰。可以根據適當的窗函數、適當的采樣率選擇或插值方法將危害降到最低。(3)根據神經網絡的基本理論神經網絡在電力工程系統諧波精確測量中的應用尚處于發展階段。1.確定諧波來源。2、電力工程系統諧波預測分析。3.準確測量諧波。神經元網絡是準確測量諧波的關鍵，包括網絡配置、模式定義和優化算法選擇。采用神經網絡算法完成諧波和無功電流檢測網絡，不僅對有規律變化的電流具有優良的跟蹤特性，而且可以快速跟蹤各種受高頻和無功電流不利影響的非周期性變化電流。根據神經網絡的諧波檢測方法，有很多優點。測量量小，檢測精度高，實用性好，可檢測所有諧波，抗干擾性強。但是，將神經網絡技術應用于諧波檢測存在很多困難，例如缺乏標準化的神經網絡構建方法、明確模式總數的標準化方法以及訓練成本高。此外，神經元網絡新基礎理論、新方法的科學研究和應用所需要的時間還很短，在實際實踐活動層面還有很多地方需要改進。(4)根據小波分析的基本理論在時頻分析作為諧波分析層次的應用上取得了重大突破。它在時域上擺脫了傅里葉變換的完整局域網，在頻域上沒有局域網的缺陷，即在時域和頻域上都有局域網領域。利用小波分析將系統引起的高次諧波轉換投影到不同的極限，清晰地顯示出高次諧波信號的高頻和特有的特性。特別是小波包具有進一步細分頻率室內空間的特點。它為諧波分析提供了可靠的基礎。根據包含諧波的電流信號的正交和小波分解，可以分析電流信號極限的溶解結果，應用定義可以將低頻段（高極限）的結果視為無諧波的基波。幾個屏幕分辨率權重值。根據這種優化算法，可以根據手機軟件生成的諧波檢測相位，快速跟蹤諧波的變化。2.4.2FFT的基本優化算法傅里葉變換是一種將頻域信號轉換為時域信號的方法，是數據信號解析中經常使用的一種信號分析方法。非周期持續時間信號x(t)的傅立葉變換可以表示為：（2-15）上式計算出來的是信號x(t)的連續頻譜。但是，在實際的控制系統中能夠得到的是連續信號x(t)的離散采樣值x(nT)，其中T是采樣周期。因此，需要利用離散信號x(nT)來計算x(t)的頻譜。假設經過采樣得到了N點采樣值{x(nT),n=0,1,2,...,n-1}，那么其頻譜取樣的譜間距為：可以推導出式上式的離散形式為：（2-16）2.4.3諧波含量的測量在交流系統中，如果電壓和電流是發生畸變的周期性非正弦波，則可以將他們分解為傅里葉級數：（2-17）其中a0為直流分量，An和φn為n次諧波的幅值和初相角。an和bn為n次諧波的正弦項和余弦項系數：（2-18）（2-19）（2-20）在將電壓電流波形進行離散采樣的條件下，計算公式如下式所示：（2-21）（2-22）其中N為采樣點數，fk為采樣點標準值。在諧波成分的具體分析中，可以采用以下方法進行測量：可以先應用n點FFT優化算法測量基波和各次諧波的實部和虛部，然后求強度。測量相位差和強度后，即可測量各次諧波分量和總諧波分量。以工作電壓為例，如果通過FFT優化算法(k=2...32)計算出的k次諧波的實部和虛部分別為Ur(k)和Ul(k)，則k次諧波為工作電壓的幅值U和相位角θ各不相同：（2-23）（2-24）基波電壓的幅值和相位也可以用類似的方法算出。電力系統中，通常用某次諧波幅值相對于基波幅值的百分數來反應該次諧波的含量，即：（2-25）式中，U0為基波幅值有效值。用總諧波畸變THD（totalharmonicdistortion）來反映總的諧波含量，其定位為：（2-26）式中，N為測試諧波的最大頻率。根據GB/T14549-93《公用電網諧波電能質量分析》，低壓電網工作電壓諧波變化率應控制在5%以內。2.5三相對稱和三相不平衡的定義三相系統可分為對稱三相系統和異相三相系統。對稱三相系統是三相輸出功率（感應電動勢、工作電壓、電流）具有相同值、相同頻率、相角為120°的系統。不符合這三個標準不等于三相系統。三相系統可分為平衡三相系統和不平衡三相系統。三相瞬時總輸出功率與具體情況無關。這樣的系統稱為平衡三相系統。這稱為不平衡系統。三相不平衡的定義根據對稱分量法，三相系統的電能消耗可分為三個對稱分量：正序分量、負序分量和零序分量。在電力工程系統的所有正常運行模式中，將負序分量的均方根值與正序分量的均方根值之比定義為輸出功率三相不平衡的程度。（2-27）（2-28）式中εu，εi-三相工作電壓不平衡度和三相電流不平衡度；U1、U2——工作電壓正序和負序分量的均方根值，KV；I1、I2——電流正序分量和負序分量的均方根值，單位為KV。從公式計算可以看出，要測量三相系統的不平衡度，首先要測量三相系統的正序和補償分量。根據對稱分量法，可以通過精確測量每個功耗的幅度和相位差來獲得三個時鐘頻率分量，但測量復雜。在具體工作中，通常只有三相電的值是已知的。在沒有虛部的三相系統中，只需要知道三相功耗a、b和c。三相不平衡度可由下式求得，計算方法如下：（2-29）2.6電壓波動電壓波動被定義為電壓均方根值相對快速或連續的一系列變化。變化周期大于工頻周期。電壓波動通常被描述為相對電壓變化。電壓波動值是一系列電壓均方變化與標稱電壓下相鄰兩個極值之差的相對百分比，即：（2-30）式中:ΔU-兩極值之差，KV；UN-系統標稱電壓，KV。國家電能質量標準規定，電壓由大到小或由小到大的變化各算一次變動。同一方向的若干次變動，如果變動間隔時間小于30ms，則算一次變動。第三章低壓電網監控系統硬件開發低壓電網監控系統硬件配置的關鍵部分分為三部分：數據采集控制模塊、最小DSP系統、DSP與上位機軟件的通信系統。其中，數據采集控制模塊關鍵是利用電流和電壓傳感器對電網的相電壓和線電流信號進行轉換，并對轉換后的初始信號進行幅值轉換、保護和濾波，以便在A點。正確識別/D改造電源電路，進行數據采集。最小DSP系統包括DSP芯片選擇、電路設計、存儲器IC設計、晶振電路設計、JTAG接口設計。DSP與上位機軟件之間的系統包括COMS信號到RS-485脈沖信號信號的轉換、光保護電源電路和Modbus網關IP。3.1數據采集控制模塊設計方案3.1.1工作電壓、電流、電壓互感器及調理電路原理在具體的精密測量中，工作電壓和電流信號的輸入必須根據需要進行解析，才能作為采樣設備的輸入。這里大家使用SPT204A[10]變壓器和SCT254A電流電壓互感器，輸出3.3V交流電流，精度高，線型好。SPT204A是微安高精度變壓器。輸入工作電壓電流額定值為50V～1000V（串聯電阻后），2mA，輸出電壓電流額定值為50mV～8V（運放輸出），2mA。具有精度高、體積小、重量輕等特點，可立即焊接在印刷電路板上。變壓器一次側為660V，即Ui輸入工作電壓范圍為50~1000V，輸入工作電壓以功率電阻R1為基準，所以SPT204A變壓器一次側引起額定電流。此時，在次級線圈側產生相同的電流。運算放大器OP07的作用之一是根據調整意見反饋電阻的值，得到必要的工作電壓輸出值。系統將副邊輸出的2mA電流轉換成-3.3V～3.3V的工作電壓。其中，電容C2和電阻R4用于補償相位角，電容C1為4001000pF的小電容，用于防震和濾波。C3具有抗干擾作用，但其值不能超過400pF。R1=660V/2mA=330K，R2=3.3V/2mA=1.65K（適用1.6K，因為一般沒有1.65K的電阻）串聯可調電阻R3來調節輸出電壓值。電壓互感調理電源電路如圖3-1所示。圖3-1電壓互感和調理電源電路圖中串聯的兩個穩壓電源抑制了工作電壓或電流的瞬態影響，避免了電流或工作電壓的突然升高。這也是它的原理：當工作電壓或電流突然變化時，將兩個直流電壓固定在預定值，防止下一個電路元件被暫時的高效能量損壞。電流電壓互感器SCT254是一款高精度電流電壓互感器。轉換器額定電流為5A，輸出電流為2.5mA。操作方法類似于電壓互感器。圖3-2電流互感及調理電路3.1.2抗混疊電路原理奈奎斯特采樣定理要求采樣率必須至少是信號較大頻率的兩倍。對于諧波精密測量系統，采樣率必須至少是被測信號波較大諧波頻率的兩倍。選擇系統中測得的最大諧波作為系統的三次和二次諧波，采樣率為64點，單周期采樣。由于被測信號中含有諧波成分，諧波會影響數據監測，造成測量不準確。因此，需要在檢測前過濾諧波，以減少檢測偏差。因此，系統必須添加抗鋸齒來解決問題。抗混疊是為了更好地避免諧波混疊對系統數據監測的影響，濾除測得的最大諧波以上的諧波成分[4]。本系統選用的方法是根據變壓器和電流電壓互感器采集到的信號，通過抗混疊濾波器濾除32次以上的諧波。對于低通濾波器，其技術指標包括：通帶截止頻率均為ωp及在ω=ωp處得衰減αp：（3-1）因為本系統所使用的方法是使電壓和電流互感器采集進來的信號經過抗混疊電路，濾除32次以上諧波，所以通帶截止頻率Ωp=2π×32×50rad/s，阻帶截止頻率Ωs=2π×32×100rad/s，通帶內所允許的最大衰減αp≤3dB，阻帶內所允許的最小衰減αs≥20dB。求巴特沃斯濾波器階數：（3-2）（3-3）（3-4）（3-5）（3-6）所以，近似采用四階巴特沃斯濾波器，四階巴特沃斯低通濾波器由兩個二階巴特沃斯濾波器串聯而成，其電路圖如下圖所示：圖3-3二階巴特沃斯濾波器求歸一化極點pk：（3-7）（為了使系統穩定，取pk在s平面左半面的N個根作為H（p）的極點，因此取N=4）歸一化傳遞函數H（p）的表達式：（3-8）將H（p）去歸一化，得到濾波器傳遞函數H（s）：（3-9）根據濾波器的快速設計方法，在帶內增益Av=2、通帶截止頻率fp=1600Hz、品質因數Q=0.707的情況下得出濾波器參數為C1=C2=0.01μF，R1=7.0375K（使用標準電阻中的6.98K代替），R2=14.0625K（使用標準電阻中的14K代替），R3=R4=42.2K。這樣通帶截止頻率為：（3-10）與系統要求的通帶截止頻率10054Hz差距不大。3.1.3鎖相環電路原理在準確測量電網主要參數時，同步采樣對于實時信號的準確測量非常重要。同時，采樣有助于通過減少頻帶泄漏來減少不準確度。為了在信號的一個周期內采樣64個點，并使采樣率與輸入波形相同，需要設計硬件配置的鎖相環供電電路。沒有硬件配置供電電路的參與，盡量接地類似。DSP中的同時采樣減少了諧波分析中的計算誤差。鎖相環的含義是具有相同相位差的自動控制系統。能夠執行兩個相位差相同的電信號的閉環控制系統稱為鎖相邏輯（PhaseLockedLogic，俗稱PLL）。鎖相環的關鍵由三部分組成：鑒相器（PD）、帶通濾波器（LPF）和壓控振蕩器（VCO）[5]。在由相位差檢測器PD、帶通濾波器LPF和壓控振蕩器VCO組成的鎖相環中增加了N分頻器。fi型是測得的信號頻率，作為鎖相環的參考頻率。輸出fo是采樣率。Fo除以N后，與fi進行比較。如果按照鎖相環原理固定，則fo/N=fi，即fo=Nfi。由于鎖相環的實時跟蹤，當被測信號的頻率fi發生變化時，電源電路可以自動快速跟蹤鎖定，實現fo/N=fi從頭到尾的相關性。頻率是將被測信號的頻率乘以一個整數（N），在一周內等間隔采樣N個點，可以從源頭上擺脫上述手機軟件同時采樣的問題?；旧?，框架圖如圖3-4所示。圖3-4PLL存儲器超頻電路設計圖本文采用集成CMOS集成icCD4046作為鎖相環供電電路的關鍵，供電電壓范圍寬（3V~18V）、輸入特性阻抗高（約100M）。上圖為CD4046的針腳順序，采用16針調心軸承直列式。每個管腳的作用是1管腳相位輸出端，是閉環控制的上拉電阻，閉環控制的低頻鎖。這也是2腳相位差電壓比較器I的輸出端,3腳是信號輸入端。上拉電阻中的5腳是禁止和嚴禁的，允許壓控振蕩器工作在低頻。引腳6和7接收外部振蕩功率電容器。8、16腳開關電源的正負極。9腳壓控振蕩器控制端。這也是一個用于FM調制解調器的10針調制解調器輸出端子。11、12腳外接振蕩電阻。13腳相位差電壓比較器II的輸出端。14針信號輸入端。15針內部獨立穩壓電源為負極。圖3-5CD4046引腳布局圖CD4046的相位差檢測器PDI規定，信號在進入CD4046之前是基于正弦波形。由于兩個輸入信號的PWM占空比必須為50%（即波形），才能最大化利潤，鎖定類別。并且由于工作電壓信號是雙光信號，ADS8364必須以0-5V作為輸入工作電壓，所以采用遲滯比較器降低工作電壓脈沖信號進行轉換。電源電路如圖3-6所示：圖3-6工作電壓轉換電源電路由鎖相環CD4046和串行分頻器CD4040組成的鎖相環存儲器超頻電源電路如圖3-7所示。輸入工作電壓信號按14腳接CD4046的相位差電壓比較器。經過鎖相環后，CD4040的13腳輸入到CD4046的3腳。信號頻率f2匹配。F1初始輸入信號。此時CD4046產生128倍頻率的單脈沖，從CD4040的CLK端輸入，CD4040的9~5號端口分別匹配1、2、4、8分頻器的輸出。根據其自身，需要特定的硬件配置設置。例如，如果信號必須減半，請使用引腳7作為輸出端口號。圖3-7鎖相倍頻電路3.1.4六通道A/D采樣電源電路為了更好地保障電網安全運行，掌握電網運行狀況，需要對電網的各種主要運行參數（三相電壓、電流和功率因數）。無功負載等），因此選擇ADS8364作為電力網絡視頻監控系統中的采樣集成IC。過去，三相六主要參數的精確測量是基于多個模擬開關和一個A/D轉換器共享資源來進行的。不僅電源電路復雜，成本增加，而且采樣直徑時間和元件也存在問題。ADS8364可以同時獲取6路信號，極大地防止了由于時間差導致的誤采樣，簡化了精確測量電源電路的執行，保證了精確測量的準確度和精度。ADS8364是一款6通道模擬模擬輸入、16位并行處理輸出移位系數轉換器。6路模擬輸入分為3組（A、B、C），每個輸入端都有一個維持信號，完成所有通道的同步采樣和轉換，特別適合多通道采集的需要系統。ADS8364由于具有方便快捷的并行接口，可以在立即尋址、循環系統采樣和FIFO三種模式下工作，每個通道的輸出數據信息可以作為一個16位字立即使用。ADS8364的最大輸出功率可達5MHZ，采樣/轉換可在20個轉換指令周期內進行。ADS8364的六個通道可以同時采樣和轉換。最大響應速度可達250Kb/s。ADS8364采用5V工作標準電壓，具有80dB共模抑制的全差分信號輸入通道、6個4us多閉位移系數轉換器和6個差分信號采樣放大器。REfin和REFout引腳內部還有一個2.5V參考工作電壓。ADS8364的差分信號輸入可以在-VREF和VREF之間切換。三個維持信號（HOLDA、HOLDB、HOLDC）可以運行特定通道的轉換。當同時選擇三個維持信號時，轉換結果存儲在六個存儲器中。對于每個實際加載操作，ADS8364輸出16位數據信息。詳細地址/模式信號（A0、A1、A2）允許您選擇從ADS8364獲取數據的方法。還可以選擇單通道、單循環時間或先進先出模式。當ADS8364的HOLDX保持至少20ns的低頻時，轉換是逐漸進行的。這種低頻使得每個通道的采樣和維持放大器可以同時保持，從而允許每個通道同時運行一次轉換。當轉換結果存入輸出存儲器時，引腳EOC在指令周期的大部分時間保持低功率頻率。另外，根據設置RD和CS為低工頻，輸出可以單獨連接到并行處理輸出系統總線[6]。ADS8364的六個輸入通道可分為三對，方便在電力監控應用中進行三相精確測量，將模擬的模擬信號轉換為DSP或微控制器所需的數據信號。6個片內采樣保持放大器的信號輸入為完全差分信號，在ADC輸入期間將保持不變，從而在500KHz下實現了80dB的優異共模抑制比。它在噪聲的自然環境中對抑制輸入噪聲起著關鍵作用。ADS8364獨特的并行接口可連接6個FIFO存儲器，促進快速數據信息采集。每個通道的輸出字（詳細地址和數據信息）為16位。其中，CHA0、CHA0-~CHC1、CHC1-為6個模擬模擬輸入通道，每個通道有兩個輸入引腳。系統軟件采樣完成后，采樣/保持放大器自動設置為維護模式，保持采樣信號。通道選擇方法A2A1A0（如表所示）的值決定了轉換結果的哪個通道將被發送到輸出到FIFO存儲器。表3-1地址模式真值表（1）ADS8364芯片特性如下:①六通道同時采樣②全差分輸入③每個通道轉換時間2uS④保證無失碼⑤并行接口⑥低功耗:50mW⑦6個FIFO寄存器(2)ADS8364集成IC的原理如下ADS8364包含2個可同時工作的12位A/D轉換器和三個保持信號（/HOLDA、/HOLDB、/HOLDC）來選擇輸入多路復用器并運行A/D轉換。如果這3個維持信號同時合理，6個輸入信號和轉換后的數據信息可以同時保存在6個存儲器中。模擬模擬輸入信號一般有兩種方式：單端輸入和差分信號輸入。對于單端輸入，-IN輸入保持共模電壓，IN輸入為模擬模擬信號。對于差分信號輸入，輸入信號的強弱就是IN和IN之間的誤差。如±2.5V、±5V、±10V，可根據圖中電源電路轉換成0V~5V的輸入范圍。圖3-8雙極信號轉單級信號示意圖當保持信號/HOLDX變為低頻（=20ns）時，立即保持相應通道的輸入信號，只需要ADC備用。如果有其他通道，可以進行A/D轉換。此時，在保持這種情況的同時，通道等待上一個通道進行轉換，然后進行A/D轉換。如果所有通道都保持在同一指令周期內，則首先轉換通道CHA，然后轉換通道CHB，最后轉換通道CHC。另外，如果通道在整個A/D轉換過程中產生了維持信號，此時維持信號就失效了。如果通道沒有漸變的新過渡，則維持信號可以保持低頻，但是當新過渡逐漸時，維持信號必須先變成上拉電阻（=15ns），然后變成低頻。(3)ADS8364的接口設計ADS8364采用5V模擬模擬開關電源（AVDD）和數據開關電源（DVDD），內部油壓緩沖器采用與TMS320F2812相同的3.3V工作電壓。緩沖器工作電壓(BVDD)允許立即連接到3V或5V工作電壓系統軟件。TMS320F2812的I/O工作電壓為3.3V，所以如果應用這部分，ADS8364的BVDD應該設置為3.3V。在此設計中，ADS8364使用4MHz數字時鐘。每個通道的響應速度達到200Kb/s。將ADS836的詳細地址線A[2:0]連接到TMS320F2812的詳細地址線。當A0連接到數據地時，A2和A1連接到VCC以強制ADS8364進入周期時間模式。在這種模式下，轉換器可以自動對6個通道進行采樣，并按照A0到C1的順序將數據信息發送到輸出端。將ADS8364的BYTE引腳連接到VCC以啟用字節計數模式。在這種模式下，每個通道必須進行2次連續的加載操作，才能正確地從ADC獲取數據。第一次加載是轉換后的數據信息的高字節，第二次加載是低字節。如果通道信息內容是數據信息輸出的一部分，則ADS8364的ADD引腳也必須連接到VCC。采集數據時，ADS8364的每個通道必須進行3次實際加載操作。第一次加載通道和數據信息，后面2次加載左右數據信息。ADC復位實際操作開啟ADS8364的校準引腳RST，強制將表針加載到第一數據信息部分。作為TMS320F2812復位的一部分，在ADS8364的RST引腳上給出了TMS320F2812的通用輸入和輸出端口號GPIOF0。當系統軟件數字時鐘穩定后，轉為低頻，使ADC的數據信息輸出與通道陣列A0、A1、B0、B1、C0、C1相匹配。對于每個轉換通道，EOC是一個低頻信號。ADS8364可以給TMS320F2812提供3個單脈沖，每個單脈沖信號表示轉換完成。EOC引腳也可以連接到TMS320F2812的終端引腳以打開負載周期時間。ADS8364的片選CS為邊沿低頻輸入信號。CS為上拉電阻時，并行處理輸出引腳為高特性阻抗。CS為低頻時，手機充電線的并行處理反映了輸出油壓緩沖的現狀。為了從ADS8364并行處理系統總線正確獲取數據，必須在ADS8364獲取數據之前由片選CS選擇。ADS8364上的讀（RD）信號完成也是一個合理的低頻信號。當CS為低頻時，ADS8364的存儲器內容在負載信號(RD)的下降沿升級。這意味著在加載每個編碼序列之前，必須打開RD信號，以便升級輸出緩沖區。TMS320F2812的終止程序段允許ADS8364的RD引腳設置為低以存儲輸入數據信息，然后RD引腳可以設置為高[7]。圖3-9ADS8364與TMS320F2812的接口電路圖3.2DSP最小系統設計方案為了更好地完成DSP的求解和計算，必須至少配備DSP，并且必須在總體目標板的設計方案中規定在線調整。遵循最小系統的基本設備設計方案。3.2.1TMS320C2000簡介TMS320C2000系列產品DSP是TI繼第二代指定DSPCPUTMS320C2X和第三代指定DSPTMS320C5X之后，推出的一款低成本、高性能的指定DSP芯片。它包括三個子系列產品：TMS320C20X和TMS320C24X。該產品的主要特點是：處理速度：單個周期時間命令的執行時間為50ns、35ns或25ns。換句話說，計算級別是20MIPS、28.5MIPS或40MIPS。兼容模式：TMS320C2000系列產品完全兼容所有DSP芯片源代碼，同時TMS320C2000產品系列向上兼容TMS320C5X產品系列。也就是說C5X是C2000的超集，所以寫代碼。TMS320C2000升級后可在TMS320C5X上運行。On-ChipMemory：TMS320C2000具有不同的總RAM和ROM運行內存，有些芯片還具有閃存。LF240X具有高達32K字的上層閃存芯片程序存儲器。使用閃存芯片存儲綜藝節目不僅可以省錢，還可以減少笑聲。并且系統更新更方便。以上資源分配：TMS320C2000系列產品DSP芯片資源分配更方便。現階段，該系列產品有10多種不同的芯片配置，CPU結構和系統控制步驟都一樣，所以源代碼是一樣的。唯一的區別取決于網格圖的上層存儲設備和片上外部設備。功能損耗：TMS320C2000選用靜態數據性能優異的5V或3.3VCMOS技術，大大降低了控制板的功能損耗，提高了控制板的實時處理效果。應用：TMS320C2000系列產品的DSP架構專為實時處理和實時信號分析而設計。以上提供的外接設備是自動控制系統應用的理想解決方案。其中選用C28X系列通用定時器、脈寬調制PWM電路、捕捉器、光電編碼器插座、A/D轉換器、串行通訊插座、CAN控制板、看門狗1等片上外部器件，DSP用于智能系統。大量資源已投入到精密測量與操控、電機控制系統和電力電子技術等行業。TMS320F2812是英國TI公司的新型DSP芯片。是國外市場上性能最好、功能最強大的32位系統指定DSP芯片。具有數據信號分析能力及其強大的事件管理方法和嵌入式控制，特別適用于需要大規模數據處理方法的測控技術場所。近年來，DSP技術在一些供電系統商品中充分發揮了其優勢。3.2.2DSP最小系統硬件電路設計1、電源電路圖3-1012V轉5V電路圖可靠的開關電源是系統軟件可靠運行的基礎。充分考慮DSP核的工作標準電壓為1.8V，I/O的工作標準電壓為3.3V。一般外部設備的工作標準電壓為5V。這三個工作標準電壓必須給出[8]。先根據外接電源適配器得到5V工作電壓，再將12V工作電壓轉換為7805，得到5V標準工作電壓。隨后，5V工作電壓根據低壓差線性可調穩壓電源（LDO）轉換為3.3V和1.8V。開關電源采用Sipex公司的SPX1115系列LDO芯片進行工作電壓轉換。LDO芯片系列產品輸出電壓精度在1%以內，具有過流保護和熱維護，成本低，廣泛應用于便攜式設備、數據家電和工業控制系統。在應用中，通常在輸出端連接0.1uF或47uF電容，以提高瞬態響應和可靠性[9]。實際連接如圖3-11所示。圖3-11DSP開關電源電路2.欠壓校準電路TMS320F2812的校準引腳為/RESET，低電源頻率合理。系統軟件中增加了開關電源監控電路，防止開關電源未達到規定電平時對DSP芯片進行操作。在這里，TI的開關電源監控芯片TPS3307-18用于完成電源系統。DSP監控。圖3顯示了最小DSP系統的校準電路。該電路配有手動復位開關。開啟時，輸出電壓指示欠壓保護情況。TPS3307檢測到這種類型的跳變后，會在/RESET端輸出200ms以上的低頻，并強制進行DSP校準。圖3-12欠壓校準電路3.數字時鐘電路DSP的數字時鐘電路大致分為晶體電路、晶體振蕩器電路和可編程控制器數字時鐘芯片電路三種。并且由于系統軟件必須有多個不同頻率的時鐘信號，故選用可編程控制器數字時鐘芯片電路。如果使用單獨的時鐘信號，則選擇晶體數字時鐘電路。如果使用多個相同頻率的時鐘信號，則選擇晶振電路數字時鐘。這也是選中的。電路已選定。利用DSP芯片的PLL降低片外時鐘頻率，提高系統軟件的可靠性。本文為單時鐘信號，選用的DSP為TMS320F2812，時鐘信號脈沖信號為1.8V，給晶振電路。DSP內部的PLL(Phase-LockedLoop)控制模塊用于操控DSP內核的輸出功率，根據PLL內存，將外界給出的超頻或分頻后給DSP內核的參考數字時鐘輸入。文中使用的外部晶振電路為標準的30MHz，乘以5倍的PLL，使得DSP內部時鐘頻率為150MHz，CPU指令周期為6.67ns。實際電路如圖3-13所示。圖3-13數字時鐘電路4.JTAG電路JTAG插座提供DSP內部閃存編程和模擬調整。此功能必須配合手機軟件，功能的實際完成由實際手機軟件決定。JTAG插座為國標，該部分的引腳定義不能隨意更改。在這個設計中，它有一個標準的14針電源插座，仿真器可以用它來調整整個目標板。實際連接如圖3-14所示。圖3-14JATG插座電路5.擴展RAM電路程序流程一旦寫入DSP的上層閃存芯片，就不能用于在線調整。因為寫入閃存芯片的程序流程無法暫停，更不用說斷點調試了。同時，系統軟件的片上數據信息和程序存儲器容量也相對有限。為了更好地存儲大量臨時數據信息，模塊根據片外數據信息和計算機字長擴展了SRAM芯片IS61LV25616。體積為256×16bit，存取速度為10ns，適用于快速快速的數據存儲結構。IS61LV25616使用CS6數據信號進行片選。電路連接如下圖所示。圖3-15外擴RAM接口電路3.3DSP與上位機軟件通訊3.3.1串口通訊傳輸的作用使用TMS320F2812的串口通訊傳輸功能，用您當前的電腦檢測數據信息。數據采集時，用于檢測的母機一般稱為母機，采集終端設備稱為從機。主機與從機通信時，必須遵循一定的配對。系統軟件的設計必須符合串行通訊協議。在電子計算機中，信號脈沖信號為TTL型，即≥2.4V表示邏輯“1”，≤0.8V表示邏輯“0”。因此，這種類型的數據信號用于遠距離發布時，不可避免地會出現衰減系數和丟幀，傳輸到協調器后無法識別。長距離通信中數據的順暢傳輸，調制解調器是最好的助手。調制解調器和計算機軟件按照網線連接，調制解調器按照TCP/IP-RTU轉換器MGateMB3180連接終端設備。調制解調器和調制解調器按照公網線路連接，MGateMB3180機器設備可以將TCP/IP協議數據信號轉換為RTU數據信號。3.3.2通信系統硬件開發簡介上位機軟件數據信息控制組件的通訊就是完成上位機軟件與TMS320F2812單片機給出的串口通訊之間的數據傳輸和傳輸。TMS320F2812根據串行線SCITXD和SCIRXD輸出。選擇Modbus協議RS-485脈沖信號傳輸，連接MGateMB3180，輸出轉換成TCP/IP協議數據信號，連接modem，連接上位機軟件。為了更好的保護線路板在礦井復雜的電磁感應自然環境中不被吞噬，工作電壓消散，抗干擾對策提高。DSP和RS-485轉換器芯片之間連接了一個光耦，使它們中間的保護將它們都接地。1.ModbusInternet通訊協議電路系統軟件通信控制模塊及通信控制模塊電路原理圖如圖3-17所示。DSP的通訊協議經過保護后，再進行提升，再與Modbus數據連接。圖3-17通訊控制模塊電路原理圖保護裝置采用光導體和絕緣體6N137，其結構基本原理如下圖所示。6N137光耦合器是一種多通道快速光耦合器，它包含一個光波長為850nm的ALGaAsLED和一個集成檢測器。探測器由光電二極管、功放線性運放電路和肖特基鉗位組組成。電結引線晶體管。它具有溫度、電流和工作電壓補償功能，高I/O保護，LSTTL/TTL兼容，速度快（通常為10MBd），5mA小輸入電流[10]。數據信號從引腳2和3輸入。發光二極管發出的光根據內部光安全通道到達光電二極管，在相反方向的參考點處的光電二極管被打開和關閉并轉換為跟隨者的鍵入端。電流強度轉換門的另一個輸入端是有源端。當有源端為上拉電阻時，輸出上拉電阻。光隔離器輸出三極管反接后輸出低頻。當輸入數據信號電流小于開啟閾值或終端可以低頻時，輸出為上拉電阻，但此邏輯上拉電阻為集電極結引線?？梢约右粋€上拉電阻或穩壓管電路。使用引腳2作為輸入，并將引腳3連接到接地設備。真值表如下表所示，與與非門的傳輸相匹配。如果在整個傳輸過程中不想改變原來的邏輯條件，可以接下表中的3.2腳上拉電阻。系統軟件使用的通訊驅動芯片為RS-485接口芯片MAX487。實際的硬件配置電路如圖3-18所示。圖3-18通訊協議電路圖圖中的光電耦合器6N137避免了DSP和MAX487之間的完全電氣連接，提高了運行的穩定性?；靖拍钍牵很浖xDSP的空閑引腳GPIOA7作為DSP與上位機軟件的通信，所以當GPIOA7=1時，光耦的發光二極管會亮。光敏三極管導通和關斷，輸出高電壓（5V）。選擇RS-485接口芯片的DE端允許傳輸。如果DSP的發光二極管或光耦不亮，且光三極管不亮或不滅，選擇低電壓（0V），選擇RS-485接口芯片的RE端。2.Modbus網關ip為了更好地進行ModbusRTU和TCP/IP協議之間的轉換，本文采用MGateMB31801端口基本Modbus網關ip。MGateMB3180同時兼容16個ModbusTCPmaster連接，每個端口號可以連接3個RTU/ASCⅡ從設備。機器設備串口波特率：50bps~921.6kbps，關鍵工作電壓：12~48V直流電源，電磁感應保護與維護：內置1.5KV，串口通訊標準RS-232/485/422，手機軟件選擇，電口類型DB9公頭工作溫度：0~55℃儲存溫度：-20~70℃因為本文串口選擇RS-485，傳輸介質選擇雙絞線，所以，輸入口只使用DB9的2、3、5號口，即RXD、TXD、GND。3.4硬件配置電源電路抗干擾對策為了融入供電系統中強干擾信號的自然環境，在硬件配置電路原理上考慮了相應的抗干擾對策。(1)電源插頭設計方案：根據PCB電路板的電流量，增加電源插頭的總寬度，以降低回路電阻。同時，確保電源插頭和地線的方向與傳輸數據的方向匹配，以提高噪聲維護能力。(2)接地線設計方案：將數據接地裝置與模擬接地裝置分開，采用大面積線接頭。隨著地線總面積的增加，“地電阻”與另一個元件的連接地址之間的特定電位差可以大大降低，接近理想的“地”電位差。對于大面積的接地線，會損害彼此之間的電磁感應耦合，因為大部分元件都可以就近接地。(3)配備去耦電容：在印刷電路板的每個關鍵部位配備合適的去耦電容，去耦電容會盡快接到開關電源引腳。開關電源輸入及接線端子排應接在10F和0.1F功率電容之間，以減少開關電源與數據接地裝置之間的高頻耦合。(4)系統軟件的電源電路既有數字電路設計，又有數字集成電路。為了合理保護數字電路設計和數字集成電路，防止相互影響，采用兩板制造方式為系統供電。3.5調整部分調整部分包括硬件配置調整和自動化測試。硬件配置的調整是為了更好地保證最小系統中的每個控制模塊都得到適當的配備。首先，仔細檢查電路板是否斷開或短路。其次，確保電子元件正確焊接，確保沒有不正確的焊點。通過打開開關電源，根據數字示波器準確測量晶振電路的周期時間和頻率，可以檢查電路、晶振電路和延時電路是否工作正常。在確保外部現場硬件配置電源電路相互配合并配備集成IC現場控制模塊的標準下進行自動化測試。首先根據TI或第三方提供的模擬器連接到PC。如果CCS運行成功并且可以檢查CPU，則硬件配置部分合適，必須編寫測試代碼來調整每個現場控制模塊。下面的測試可以在這個最小的系統軟件服務平臺上進行。根據串口通訊、I/O口應用，基本優化算法完成數據采集系統測試。最小系統軟件板是DSP自動控制系統的核心部件，對DSP系統軟件的進一步發展趨勢起著關鍵作用。在具體應用中，可根據功能擴展必要的控制模塊。例如，可以升級CPLD控制模塊來降低系統軟件外部設備的復雜度，可以提高系統軟件的編解碼率來滿足這個作用。第四章電網檢測終端設備軟件開發軟件開發是電網監管終端設備設計的關鍵。手機軟件的優劣，不僅關系到儀器檢測功能的完成，還關系到檢測終端設備的穩定性和便捷性。因此，它是每個人工作的關鍵。充分考慮系統需求的實用性，電網監管終端設備系統軟件源程序采用C語言編寫，部分實時數據處理方法和數據統計分析選用匯編程序。該設備的日常主要任務是在線檢測、數據統計分析以及與上位機軟件的通信。手機軟件的關鍵作用由以下幾部分組成：(1)電能質量分析主要參數的實時準確測量：輸入數據信號的A/D轉換。(2)電能質量分析數據統計分析：三相電壓電流幅值相位差，各次諧波電流及頻帶，電流電壓諧波電流系數和總諧波電流系數，工作電壓電流有效值，數據可視化輸出功率、功率因數、無功負載、功率因數、工作電壓波動、三相電壓不平衡等(3)通訊功能：DSP與上位機軟件進行數據通訊，提交電網波形數據信息和電網主要參數值。4.1通信過程及其實現在整個通信過程中，主控芯片PC根據當前內容不斷向從機發送觀看指令，并操縱從機DSP控制模塊提前準備好隨時隨地響應主控芯片指令。串口通訊為了保證即時通訊，選擇中斷方式來接受和發送幀。在程序流程的可靠性和可擴展性方面，該裝置的通訊程序流程分為6個控制模塊：通訊復位、中斷接受、幀解析、CRC校驗、通訊存儲器更新和通訊操作。設置通訊串口波特率為9600bit/s，通訊文件格式為8個數據位[11]。4.1.1服務器通信步驟當服務器發送指令時，會造成中斷。這時候如果服務器一定要通信，就要區分通信情況是否空閑。只有當通信情況空閑，控制字中有命令時，服務器才會將其轉換為命令幀，然后逐步傳輸數據，發送給從機查看發送指令和設置通信條件。如果通訊情況是Bus，則檢查是否收到從機發送的數據信息，收到數據信息后，去掉接受標志，檢查CRC。如果CRC校驗合適，則分析接收到的數據信息，同時將通訊狀態復位為spare。如果服務器在特定的接受時間內沒有收到從機的合理響應，則必須再次發送并檢查消息格式。如果在特定的重傳頻率后沒有合理的響應，從機可以感覺到通信不成功。將不正確的日志加載到顯示對話框中。服務器通信流程圖如圖4-1所示。圖4-1主機通信流程圖4.1.2從機通信步驟從機通信程序段的關鍵是讀取數據、存儲數據信息、校驗CRC、響應服務器。當從程序流程進入中斷系統服務時，中斷控制模塊接受來自服務器的請求幀。只有在加載了詳細的請求幀后，從程序流才會解析服務器發送的命令。幀分辨率控制模塊使CRC校驗控制模塊計算出需要的幀數據信息，并與接收到的CRC值進行比較。如果CRC校驗不正確，則關閉幀分辨率控制模塊，丟棄不正確的幀。換句話說，如果從站沒有響應來自服務器的檢查，則檢查失敗，從站再次等待。只有CRC校驗正確，從機才會進行下一步，并準備提前生成響應幀。從機根據主請求幀中的具體內存內容，從匹配的通信內存移到存儲區，啟動CRC控制模塊測量新的CRC值，并生成響應幀。響應幀產生后，嚴禁從設備中斷接收，中斷傳輸即可。程序流程跳轉回中斷系統服務，從設備預先準備好的數據信息從串口通信傳輸到服務器。當slave數據信息發送時，slave程序流程關閉發送中斷，也可以接受中斷，提前準備好下一個來自服務器的查看命令。每次程序流程自動跳轉到中斷系統服務時，一定要檢查中斷標志寄存器，以確定是否發生了接受或發送中斷。從機通訊程序流程圖如下圖所示：圖4-2從機通信流程圖4.2Modbus通訊荷蘭施耐德的公司發展戰略，適用于電力線通信的應用。Modbus/TCP現在是電力線通信的事實上的標準，它促進了傳感器和設備級以太網接口的使用。ModiconPLC可以相互通信，也可以與互聯網上的許多其他設備進行通信[12]。適用的Internet包括Modicon的Modbus（以MB表示）、ModbusPlus(MB)和電力線通信，例如MAP和以太網接口。Medicon市場上銷售的控制器和網絡適配器、可選控制模塊和網關IP中嵌入的端口號可以基于Internet瀏覽數據信息。在其他互聯網中，包括MB協議的報文被放入互聯網的幀結構或數據文件結構中，Modbus/TCP描述了控制器瀏覽其他設備和數據信息、設備響應和不符合的全過程，檢查并報告。Modbus/TCP協議是基于Modbus協議的基本發展趨勢。那么，首先介紹一下Modbus協議。4.2.1Modbus協議介紹Modbus是一種工業控制系統的網絡層協議。它是施耐德企業最初倡導的一種通信協議。大多數公司專門使用后，才慢慢被認可為一種標準化的通信協議。Modbus基于對外開放的標準化通信技術，為客戶降低開發、設計和維護成本。該協議允許控制器之間基于互聯網（如以太網接口）相互通信，以及控制器與其他設備之間的通信。這已成為通用的國家標準。該協議定義了控制器可以識別和應用的消息結構，無論控制器在何種Internet上進行通信。描述控制器請求瀏覽其他設備的全過程，如何響應其他設備的請求，如何檢查和記錄錯誤。為消息域的結構和內容開發了一種通用文件格式[13]。4.2.2Modbus協議傳輸方式在ModbusInternet上通信時，協議規定每個控制器必須有詳細的設備地址，識別從詳細地址發送的消息，并決定采取哪些操作。當需要響應時，控制器將反饋信息的內容進行轉換，并使用Modbus協議進行傳輸?？刂破魍ㄓ嵾x用主從關系技術。這意味著只有一個設備（主設備）可以傳輸（查看）。其他設備（從設備）根據主設備給出的數據信息做出相應的響應。主設備可以獨立與從設備通信，也可以以廣播節目的形式與所有從設備通信。在獨立通信中，從設備返回消息響應，但在觀看廣播節目時不響應。Modbus協議為：文件格式中設備的詳細地址、功能碼、所有要傳輸的數據信息、主設備創建的錯誤檢測域查看。來自設備的響應消息還包括Modbus協議，其中包含確定實際操作的字段名稱、要返回的數據信息以及不正確的校驗字段名稱。如果接收消息時產生錯誤消息或從設備無法運行命令，則從設備將其轉換為錯誤消息并作為響應發送。如果Modbus協議在不同類型的Internet上傳輸，則無需考慮標準Modbus的具體作用。有些Modicon控制器型號和規格可能會根據Modbus系統更新使用內部端口號或網絡適配器進行通訊，或者使用電源適配器在互聯網上進行通訊。在其他互聯網中，控制器采用點對點技術進行通訊，讓控制器在獨立通訊的全過程中充當主網或從站。幾個內部安全通道一般允許主從傳輸的整個過程同時進行。就報文而言，Modbus協議是一種“點對點”的通訊網絡方式，但還是給出了主從關系的基本原理。當控制器發送消息時，它充當主站并期待從站的響應。類似地，當控制器接收到消息時，設備會設置響應并將其發送回發送控制器。4.2.3查看-簡歷循環系統查看：查看消息中的角色代碼，通知選擇的從設備執行哪個角色。數據信息段包括與從設備要執行的角色相關的附加信息內容。例如，動作代碼03指定從設備加載存儲設備并返回其內容。數據信息段必須包含要傳輸給從設備的信息內容。要加載的內存總數和要加載的內存總數。驗證域是否為從設備提供了驗證消息內容的適當方式是不正確的。響應：如果從設備引起所有正常響應，則響應消息中的動作代碼是對檢查消息中動作代碼的響應。數據信息段包括從設備收集的數據信息：如內存值或條件。當不正確時，改變動作碼表示響應消息無效，數據信息段包含描述錯誤消息的代碼。錯誤的檢查域允許主設備澄清消息內容是否可用[14]。圖4-3查詢-回應循環周期及原理圖4.2.4Modbus消息幀Modbus通信協議有兩種消息幀文件格式：ASCII和RTU。Modbus通訊系統只能選擇其中一種方式，不允許兩種方式混用。ASCⅡ法：當控制器配備在ModbusInternet內以英國信息交換標準碼（ASCII）進行通訊時，ASCII逐漸使用炊具標識符（ASCII碼3AH）并以回車鍵和回車字符（ASCII碼ODH，OAH）完成）。傳輸標識符為十六進制，消息的每個8位字節作為兩個ASCII標識符發送。圖4-4ASCⅡ模式RTU模式:當控制器設置為在Modbus網絡上以遠程終端單元(RTU)模式進行通信時，消息的每個8位字節包含兩個4位十六進制字符。這種方法的主要優點是在相同的波特率下可以比ASCII方法傳輸更多的數據。每條消息都必須作為連續的信息流發送。圖4-5RTU模式在兩種傳輸方式（ASCII或RTU）中，push設備將Modbus報文格式轉換成有開頭和結尾的幀，這樣接收設備就可以從報文格式的開頭開始工作，加載詳細的地址分配信息內容，有些消息也可以設置為檢查不正確并返回結果。4.2.5校驗碼為了避免出錯，保證通訊的穩定性，標準化的Modbus協議有兩種數據信息校驗方式：LRC（垂直檢測）和CRC（循環系統檢測）。LRC用于確認ASCII模式下的傳輸。確認碼是兩個ASCII字符。建立方法是對幀頭到幀尾的字符進行異或運算。CRC用于確定R