四川大學碩士學位論文可變分辨率自整角機/旋轉變壓器-數字轉換器設計姓名:張孝坤申請學位級別:碩士專業:微電子學與固體電子學指導教師:伍登學20060520四川大學碩士學位論文可變分辨率自整角機/旋轉變壓器一數字轉換器設計微電子學與固體電子學專業研究生張孝坤指導教師伍登學近年來,測角傳感器自整角機和旋轉變壓器已廣泛地應用于現代運動控制系統中,如交流伺服系統、數控機床、機器人技術等等。隨著數字信號處理技術的發展,這類系統由以硬件模擬電子器件為主轉向采用數字電路、微處理器、數字信號處理器,逐步實現了全數字化。在這類閉環控制系統工作過程中,需要高精度的數字位置和速度信號輸入至數字處理系統中實現對電機轉矩、速度及位置的高精度控制,自整角機/旋轉變壓器一數字轉換器作為傳感器與數字處理系統的接口,能夠根據傳感器輸出模擬位置信號的頻率和轉速,提供高精度的數字角度信號以及數字或模擬轉速信號,并以其小尺寸、低成本、高性能的特點得到了越來越廣泛的應用。論文設計的自整角機/旋轉變壓器一數字轉換器采用比例跟蹤轉換技術,具有高的噪聲抑制能力,10、12、14和16位四種可調分辨率,并能提供高精度的模擬速率信號,在10位分辨率下最大跟蹤率為1040rps,用戶可以根據外圍.電路來選擇其動態性能。根據不同系統的要求,該轉換器能夠應用于如直流或交流伺服系統、軸角控制等運動控制系統中。論文的主要工作包括:①、在研究了傳統的幾種自整角機/旋轉變壓器轉一數字轉換器基本原理的基礎上,根據其優缺點提出了對于跟蹤轉換器性能的要求以及實現的難點;②、跟蹤轉換器系統級數學模型的建立以及外圍電路的設計,根據轉換器整體性能的要求確定主要功能模塊比例乘法器、相敏檢測器、積分器以及壓控振蕩器的性能指標:③、跟蹤轉換器電路設計與仿真,根據系統性能的要求設計了低噪聲運算放大四川大學碩士學位論文器、高精度比例乘法器以及高線性度壓控振蕩器,并在0.8岬40V高壓BiCMOS仿真模型下經過了詳細的功能和性能驗證;④、跟蹤轉換器版圖設計與驗證,合理的進行版圖布局布線的規劃,充分考慮了模擬、數字信號之間的隔離以及噪聲源的隔離,實現版圖面積最小化和性能最優化的目標,并經過了完全的DRC(設計規則檢查以及LVS(版圖、電路.圖一致性檢查驗證,版圖面積:5mmX6mm。關鍵詞:自整角機旋轉變壓器伺服系統跟蹤轉換器速率信號四川大學碩士學位論文TheDesignofVariableResolutionSynchro/ResolvertoDigitalConverterMajor:Microelectronicsandsolid—stateelectronicsStudentZhangXiaokunAdvisorWuDengxueInrecentyears,themeasurementofshaftangleisoneofthemostprevalentrequirementsinthemodemmotioncontrolsystems,suchasACservosystem,numericalcontrolofmachinetools,RoboticstechnologyandSOon.SynchroandResolverarethetwomostwidelyusedshaftangletransducersinthesesystems.Withthedevelopmentofthedigitalsignalprocessingtechnology,themotioncontrolsystemshavebeendigitalized.Therequirementsforhighaccuracyvelocityanddigitalpositionfeedbackplayanimportantroleinthesesystems.Astheinterfaceoftransduceranddigitalsignalprocesssystem,Synchro/ResolvertodigitalconverterCanprovidehighaccuracydigitalanglesignalanddigitaloranalogvelocitysignal’accordingtothefrequencyandvelocityoftransducer.Sinceitssmallsize,low—costmonolithicandhighperformance,Synchro/Resolvertodigitalconverterhasbeenwidelyusedinvarietyofsystems.TheconverterWasdiscussedinthispapeLwhichconvertedtheinputanglesignalsintoaparallelnaturalbinarydigitalwordusingaratiometrictrackingconversionmethod.Thetechnologyofratiometrictrackingensuredhighnoiseimmunity.Theconverterallowsuserstoselecttheresolutiontobe10,12,14or16bitsandtotrackresolversignalsrotatingatupto1040revspersecondwhensetto10bitresolution.Byselectingexternalcircuitvaluestheusercandeterminedynamicperformancesuchasbandwidth,maximumtrackingrateoftheconvertertomatchdifferentrequirementsofdifferentsystems.Mainworkofthispaperincludes:iii四川大學碩士學位論文①.BystudyingthebasictheoryofseveraltraditionalSynchro/Resolvertodigitalconverters,theperformancereqllirementsanddifficultiesofthetrackingconverterhavebeenproposedaccordingtotheadvantagesanddisadvantagesofthetraditionalconverters.②.Thesetupofmathematicalmodelanddesignofextemalcircuit.Theparametersofratiomultiplier,PSDChasesensitiveDetector,IntegratorandVCO(VoltagecontrolledOscillatorhavebeenfixedaccordingtotheparametersofthetrackingconvertat.③.Thecircuitofthetrackingconverterhasbeendesignedandsimulated.Thelownoiseamplifier,hi曲accuracyratiomultiplierandhi曲linearityvoltagecontrolledoscillatorhavebeendetaileddesigned.Thesekeyfunctionbuildingblocksandthewholeconverterwereverifiedin0.89m40VhighvoltageBiCMOSspicemodel.④.Thelayoutofthetrackingconverterhasbeendesignedandverified.Theplaceandroutehavebeenclearlyconsideredtorealizetheminiinulnlayout&reaandthemostpredominantperformance,suchastheadequateisolationbetweenanaloganddigitalsignal,theisolationofnoisesignal.ThelayouthasbeenverifiedbyDRC(DesignRuleCheckandLVS(LayoutVersusSchematic.Thelayoutarea:5m/itx6mmKeywords:Synchro,Resolver,Servosystem,Trackingconverter,Veloc時signal四川大學碩士學位論文1引言1.1論文的意義和目的測角傳感器自整角機和旋轉變壓器己廣泛應用于數控機床、機器人和軍事裝備的火控等控制系統中,在這些系統中除用于測角直接顯示外,更多的是用于輸入至微處理器對輸出軸角進行控制,為此需要將自整角機和旋轉變壓器輸出的正、余弦交流信號轉換成微處理器能處理的數字信號;或將表征角度的數字信號轉換成自整角機或旋轉變壓器能接受的正、余弦交流信號川[21。傳統的自整角機/旋轉變壓器一數字轉換器一般采用開環的檢測處理方式,將模擬角度信號由采樣保持電路通過A/D轉換成數字信號再經過計算機計算來確定軸角位置,這類方法容易受到噪聲的干擾,轉換精度和跟蹤速度都較低【3】【4】o如采用AD轉換器以及EPROM方法實現的轉換器,在lO位分辨率下跟蹤速率能夠達到1500rps,但是由于AD轉換器本身量化誤差以及環境噪聲的影響,實際工作時分辨率很難達到lO位口】,無法實際應用于需要高跟蹤速度高精度位置控制的場合。目前采用AD、DA轉換器以及數字信號處理電路的自整角機/旋轉變壓器一數字轉換器精度較高,為16位分辨率,且具有高精度速率信號輸出,但是結構復雜,成本較高吲【7】【8】【9】o為滿足現代運動控制系統低成本、高性能的需求,本文設計了基于II型伺服原理的跟蹤自整角機/旋轉變壓器一數字轉換器轉換器,該轉換器為10、12、14和16位四種可調分辨率,具有高轉換精度,高跟蹤速度和高精度速率信號輸出,可以通過外圍電路來選擇帶寬和跟蹤率等動態特性,根據不同系統對于轉換器精度的要求,能夠廣泛的應用于直流或交流伺服系統、機器人、火控等多種運動控制系統中。1.2自整角機和旋轉變壓器自整角機(Synchro和旋轉變壓器(Resolver是位置控制系統中應用非常廣泛的兩種軸角測量元件…。二者都是按照電磁感應原理而工作的元件,基本的電磁結構是定、轉子上都有線圈繞組,彼此耦合聯系。自整角機采用三相繞組,旋轉變壓器采用正交的兩相繞組。下面分別介紹這兩種角度測量元件。四川大學碩士學位論文1.2.1自整角機自整角機的功能是將輸入的機械轉角信號轉換為和該角度成一定函數關系的電信號,或將輸入的電信號轉換成與其成一定函數關系的機械轉角。在包括自整角機在內的同步伺服系統中,以電信號為聯系,使遠距離的兩根或多根機械轉軸能夠精確的保持相同的轉角變化,或者同步旋轉,實現角度位置的遠距離傳輸、轉換和指示。在同步伺服系統中,產生和發出角度信號的一方稱為發送方,接收并同步跟隨轉動的一方稱為接收方。按照用途和工作原理的不同,自整角機可以分為力矩式自整角機和控制式自整角機兩種,力矩式自整角機可以遠距離傳輸角度信號,主要用于自動指示系統;控制式自整角機主要用于隨動系統,作為檢測元件,將轉角信號轉換為電壓信號。自整角機一般采用三相繞組方式,基本結構包括一個轉子和一個或者三個能夠旋轉的定子線圈繞組。一個基本的自整角機控制發送器結構如圖1—1所示。其中,轉子為自整角機軸的延生,三個定子繞組成Y型排列,兩兩之間的夾角為1200,分別從端口s1、s2和s3引出,轉子繞組通常通過集電環和電刷從Rl和R2端引出。圖1—1自整角機基本結構通常,如果自整角機的轉子繞組加入交流勵磁信號時(稱為參考電壓,頻率通常為60Hz或400Hz,在任何一個定子繞組上出現的電壓將正比于角嬰型奎堂堡主蘭垡堡塞度0(轉子coilaxis以及定子coilaxis之間的夾角的余弦值。任何定子之間的電壓值為兩條coil上電壓的和或者差(取決于相位。如果自整角機的定子兩端R1、R2加入以下參考電壓:Asinot則各個定子兩端出現的電壓(即線一線電壓為S1到S3=Asincotsin0S3到S2=Asincotsin(0+1200S2到S1=Asineotsin(0+2400其中,A為參考電壓幅值,0為自整角機軸角。自整角機的線一線電壓按照參考頻率以及參考電壓和工作電壓的不同,一般劃分為以下三種:①、60Hz參考頻率,115Vrms參考電壓以及90Vrms線一線電壓:②、400Hz參考頻率,115Vrms參考電壓以及90Vrms線一線電壓:③、400Hz參考頻率,26Vrrns參考電壓以及11.8Vrms線一線電壓。1.2.2旋轉變壓器旋轉變壓器或稱回轉變壓器,是一種特殊形式的自整角機,通常也被稱為自整角機旋轉變壓器,可以用作角度數據傳輸和指示以及組成成對運行的系統,但是旋轉變壓器只能組成控制式系統,即信號傳輸系統,不能組成力矩式系統IIJ[21。按照在不同控制系統中的應用,旋轉變壓器可以分為計算用旋轉變壓器和數據傳輸用旋轉變壓器兩種。計算用旋轉變壓器主要用于三角運算、坐標變換、角度數字轉換以及移相器等,按其輸出電壓與轉子轉角之間的函數關系,可以分為正、余弦旋轉變壓器、線性變壓器和比例式旋轉變壓器三種,實際上后兩種也是正、余弦變壓器,只不過是其線圈繞組方式不同;數據傳輸用旋轉變壓器在系統中的作用與控制式自整角機相同,但精度比控制式自整角機高,按其在系統中的作用,可分為旋變發送機、旋變差動發送機和旋變變壓器三種。同自整角機一樣,旋轉變壓器由定子和轉子兩大部分組成。只不過繞組方式采用了兩相正交繞組,定子和轉子成900夾角,其基本結構如圖1—2所示,如果旋轉變壓器的定子兩端加上以下參考電壓:四川大學碩士學位論文Asincot則定子端口出現的電壓為:S1到S3=AsincotsinOS2到￥4=Asincotcos0A為參考信號幅值,0為旋轉變壓器軸角信號。習臣—je?圖1—2旋轉變壓器基本結構S2S1目前,由自整角機或旋轉變壓器組成的高性能自動控制系統如AC伺服系統由以硬件模擬電子器件為主轉向采用數字電路、微處理器、數字信號處理器,逐步實現了全數字化,在這類閉環控制系統工作過程中,需要高精度的數字位置和速度信號輸入至數字處理系統中實現對電機轉矩、速度及位置的高精度控制,自整角機/旋轉變壓器一數字轉換器作為傳感器與數字處理系統的接口,能夠根據自整角機,旋轉變壓器輸出模擬位置信號的頻率和轉速,提供高精度的數字角度信號,并能夠提供精確的數字或模擬轉速信號。1.3論文的主要工作和結構安排1.3.1論文的主要工作論文的工作內容主要包括以下幾個方面:4四川大學碩士學位論文①、幾種傳統的自整角機/旋轉變壓器轉一數字轉換器基本原理的研究,根據這幾種轉換器的優缺點提出了對于跟蹤轉換器性能指標的要求以及實現的難點;②、跟蹤自整角機/旋轉變壓器一數字轉換器電路設計與仿真,主要針對比例乘法器、相敏檢測器和壓控振蕩器三個對于轉換器性能影響較大的電路模塊進行了設計,并提出設計難點以及相應的解決措施,并對整體電路進行了詳細的仿真驗證:③、跟蹤自整角機/旋轉變壓器一數字轉換器版圖設計與驗證,主要考慮了在0.89m40V高壓BiCMOS工藝條件下版圖布局布線的難點以及解決措施、內部功能模塊的版圖設計方案,并通過DRC(設計規則檢查以及LVS(版圖、電路圖一致性檢查驗證;④、設計總結,總結了跟蹤轉換器設計目前所取得的成就以及下一步的工作計劃。1.3.2論文的結構安排論文共分為五章。第一章主要介紹課題背景和自整角機、旋轉變壓器基本原理以及信號形式,并提出對于跟蹤轉換器基本功能和性能的要求;第二章闡述自整角機/旋轉變壓器一數字轉換器的基本原理,包括轉換器的分類、基本工作原理、基本術語及定義和轉換器誤差分析;第三章為10一16位可變分辨率自整角機/旋轉變壓器一數字轉換器電路設計與仿真,主要針對其中關鍵功能模塊比例乘法器、相敏檢測器、積分器以及壓控振蕩器進行了分析設計:第四章為整個轉換器的物理版圖和封裝設計:第五章為設計總結。2自整角機/旋轉變壓器一數字轉換器基本原理2.1傳統自整角機/旋轉變壓器一數字轉換器傳統的自整角機/旋轉變壓器一數字轉換器主要采用RC相移法、三角函數發生器以及利用AD轉換器和胛(微處理器的解調方案_--k十方法,下面分別介紹:①、RC相移法四川大學碩士學位論文RC相移法工作原理如下:A點電壓VA與SINE和COSINE信號的相位漂移成正比,當coRC=1時,co=2rff,f為載波參考頻率。如圖2—1所示,A點對地的電壓與參考波形電壓的相移為(e一Ⅱ,其中,0為軸角信號,Ⅱ為轉子相位超前于定子相位而產生的相位差,ct<<0,因此可以通過VA與V。f的過零時間間隔to測量軸角0。n輸入圖2—1Rc相移法自整角機/旋轉變壓器一數字轉換器在兩信號電壓過零時間間隔to內,通過選擇合適的時間信號頻率,計數器所計的時鐘脈沖的輸出就是軸角0的數字信號輸出。這種通過比較參考信號波形和正、余弦信號波形之間的相移,獲得兩波形過零時相移的時間差to,從而得到軸角0的方法電路結構簡單,但存在諸多缺點,如隨著電容老化和溫度的變化,當載波頻率f變化時,就很難保證coRC=1,同時容易受到噪聲和信號諧波失真的影響,轉換精度較差。②、實時三角函數發生器方案實時三角函數發生器原理框圖如圖2—2所示,其基本工作原理如下:將旋轉變壓器形式的信號Vx、VY施加在三角函數發生器(正切橋或正、余弦的非線性乘法器上,通過與發生器的輸出(該輸出與三角鋸齒波相一致相乘,就可以產生一個與(0--qo成比例的模擬電壓,其中,0為軸角信號,qo為函數產生器所設定的角度值。如果該電壓的積分被數字化,該數字量被反饋至可編程電路,以使得(0--qo=0,則此時數字角度(p等于軸角0【2】。6四川大學碩士學位論文圖2—2實時三角函數發生器方案=0,出為0采用此方法,轉換精度較高,且抗噪聲能力強,輸出數字角度基本不受信號諧波失真的影響,但是由于采用內嵌的AD轉換器以及大量運算電路其成本較高。③、利用AD轉換器和uP的解調方案基本結構如圖2—3所示,其工作原理為:解調器通過參考信號對正、余弦信號進行解調,從而獲得正、余弦形式的直流信號,然后通過A/D轉換器機型多路復用,產生兩個數據字,施加到p.P上,由此決定數字角0。lap圖2—3利用AD轉換器和“P的解調方案由于采用開環的檢測處理方法,該電路容易受到外界環境噪聲的影響,采用該方法的轉換器分辨率以及精度都比較低,尤其是跟蹤速度非常低,無四川大學碩士學位論文法滿足高跟蹤率高精度的要求。2.2跟蹤自整角機/旋轉變壓器一數字轉換器基本工作原理2.2.1跟蹤自整角機/旋轉變壓器一數字轉換器分類為提高自整角機/旋轉變壓器一數字轉換器的噪聲抑制能力,提高轉換精度以及提供高精度的速率信號,目前轉換器主要采用比例跟蹤轉換技術,通過內部環路形成的反饋網絡來實現模擬角度信號到數字信號的轉換,可分為兩大類:一類為模擬跟蹤轉換器;另一類為數字跟蹤轉換器【2】a模擬跟蹤轉換器實際上屬于II型環路伺服系統,采用模擬運算模塊如比例乘法器、相敏檢測器、積分器和壓控振蕩器形成轉換回路,將輸入模擬角度信號轉換為數字信號輸出。這類跟蹤轉換器具有工作頻帶寬、抗噪聲能力強、轉換精度高等特點。數字跟蹤轉換器仍然屬于II型環路伺服系統,在其轉換回路中采用了數字處理模塊[21[101。模擬跟蹤轉換器與數字跟蹤轉換器主要有以下兩點區別:①、模擬跟蹤轉換器通過外加的電阻電容電路來選擇轉換器的動態性能f頻率和帶寬,而數字跟蹤轉換器能夠根據輸入角速度來自動調整其帶寬。②、數字轉換器能夠通過外部軟件和內部附加電路實現一些特別的功能,如輸入信號形式的選擇和內建測試功能等等。模擬跟蹤轉換器的內建測試功能的實現較為復雜。雖然數字跟蹤轉換器能夠提供較高的數字角度和速率信號,但是其實現結構較為復雜,甚至需要開發相應的軟件,成本較高。本課題所討論的跟蹤轉換器主要針對模擬跟蹤轉換器。2.2.2跟蹤自整角機/旋轉變壓器一數字轉換器基本工作原理跟蹤自整角機/旋轉變壓器一數字轉換器的主要功能是將連續變化的角度信號轉化為數字信號輸出,并輸出隨輸入角速度信號成正比的模擬電壓信號,主要由比例乘法器,相敏檢測器(PSD,壓控振蕩器(vco以及加減計數器組成的閉環系統和輸出數據鎖存器組成,其功能框圖(包括了外圍電路的連接方式如圖2—4所示。四川大學碩士學位論文圖2—4跟蹤轉換器功能框圖及其外圍電路接法轉換器的輸入信號為自整角機或旋轉變壓器經過SCOTT變壓器轉換后產生的旋轉變壓器形式的正、余弦電壓,即:U1=AsimotsinOU2=Asin∞tcosO其中,A為輸入信號幅值,0為輸入角度信號。為了解整個轉換器的工作過程,假設當前轉換器中加減計數器中存放的數字角度為角度妒。正常工作時,加減計數器中數字角度經比例乘法器轉換成正、余弦形式的信號并與輸入信號相乘,其中,U1乘以cos(p,U2乘以sincp,得到以下兩個信號:Asin∞tsinecos(DAsincotcosOsimp這兩個信號在比例乘法器中相減得到Asincot(sinecos(p—sinecos(p,經三角函數變換后可得到輸入角度0與數字角度(P差的函數Asinotsin(e一(P,該交流誤差信號通過相敏檢測器和積分器后產生一直流信號,控制壓控振蕩器產生計數脈沖,從而改變加減計數器中數字角度中的值,同時改變后的中再經過整個轉換環路轉換計數,從而不斷減小e與幣之間的差值,直到(O--cp為零,此時加減計數器中存放的數字角度信號(p代表了輸入模擬角度信號0的值。該數字角度信號可以通過三態輸出鎖存器傳輸至外部以供外部數字處9四川大學碩士學位論文理單元對數據進行處理。跟蹤轉換器中,比例乘法器、相敏檢測器、積分器以及壓控振蕩器是關鍵功能模塊,其設計的性能參數直接影響到整個轉換器的角度轉換精度和輸出速率信號的精度,因此是整個跟蹤轉換器設計和論文工作的重點。比例乘法器比較輸入模擬角度以及輸出數字角度的差值,并以電壓形式輸出,設計時應特別考慮其差值信號的精度;相敏檢測器和積分器主要將電壓形式的差值信號解調,轉換為直流電壓,即速率信號輸出,設計時應考慮電路內部噪聲對于速率信號的影響,提高解調精度;壓控振蕩器的振蕩頻率由速率信號電壓值決定,設計時應盡量保證在不同的速率信號電壓下,壓控振蕩器的振蕩頻率因子保持不變,使振蕩頻率具有高線性度。2.3自整角機/旋轉變壓器一數字轉換器的主要技術指標和技術要求電源電壓跟蹤轉換器的采用了4-12V和+5V三種電源,其中,*12V電源允許有士5%變化,+5V電源允許有4-10%變化。分辨率軸角轉換器的分辨率定義為最低有效位(LSB的值,取決于數字輸出字長,常見字長以及分辨率如表l一1所示,通常也可用分辨率來替代字長表1—1跟蹤轉換器分辨率字長(位分辨率(度分辨率(分分辨率(秒100_3515621.09361265.625120.087905.2740316.40625140.021971.318279.10156160.005490.329419.77539精度精度是轉換器在完成正向或者反向3600跟蹤轉換過程中,輸出數字角度與實際輸入角度之間的最大誤差。本課題中,該值在以下條件下獲得:①、滿工作溫度范圍,為一40℃~+85。C②、4-10%信號幅值變化10四川大學碩士學位論文③、10%信號以及參考諧波失真④、士12V電源電壓4-5%變化,+5V電源士lO%變化⑤、士100信號與參考間相位漂移輸入信號跟蹤轉換器的輸入信號可以為自整角機/旋轉變壓器經過SCOTT變壓器降壓轉換后形成的旋轉變壓器形式的信號,也可以為直接輸入的低幅值旋轉變壓器形式信號。當輸入信號為理想旋轉變壓器形式信號時,跟蹤轉換器的轉換精度能夠達到理論值;但實際輸入的信號并不理想,如幅度失調、諧波失真、參考相位漂移等等,從而影響轉換精度…1021。因此,需要輸入至跟蹤轉換器的信號需要有一定條件的限制,論文中輸入信號幅度典型值為2V(mls電壓,允許土10%信號幅值變化,其頻率范圍為0~20kHz。參考信號跟蹤轉換器的參考信號主要是輸入至相敏檢測器中的比較器產生時鐘,控制相敏檢測器對于交流誤差信號的解調。因此,對于參考信號的幅值,一方面要求其足夠大能夠使得比較器能夠快速準確的產生時鐘信號;另一方面要求其不能超過比較器的輸入范圍。其幅度峰值范圍為1V~8V。其輸入頻率范圍同輸入信號一樣,為0~20kHz。輸入信號與參考信號間相位漂移大多數轉換器的輸入信號與參考之間存在相位漂移,該相位漂移會影響轉換器的精度,產生一定的轉換誤差。該轉換誤差可由下式計算:轉換誤差=塑墾秀警例如,輸入信號角速度為22rps,參考頻率為5kHz,輸入信號與參考信號之間的相位漂移為10度,則產生的轉換誤差為22x10/5000=0.044度。跟蹤率轉換器的跟蹤率定義為輸入角度的變化大小(即角速度,其最大值通常由壓控振蕩器(VCO所能提供的最高振蕩頻率決定。可由以下公式計算:四川大學碩士學位論文跟蹤率=fvco2“其中,fv。。為壓控振蕩器的振蕩頻率,N為轉換器分辨率。速率信號跟蹤轉換器在內部積分器輸出端產生一正比于輸入信號角速度的直流信號,稱為速率信號。如輸入角度增加,該值為正;輸入角度減小,該值為負。輸出速率信號EE例因子和最大跟蹤率為轉換器分辨率的函數,其關系如表1--2所示:表1—2轉換器分辨率與最大跟蹤率關系表分辨率(位最大跟蹤率(rps速率信號比例因子(rps/V1010401301226032.514658.1251616.252.03加速度誤差采用II型伺服環路的跟蹤轉換器不會出現速率遲滯的現象,但是當輸入角度為加速信號時,則會產生遲滯誤差。也就是說輸出數字角度不能及時跟蹤輸入角度信號。可用KA來定義轉換器的加速度誤差,KA由下式給出:。一輸入加速度1”輸出角度誤差KA并不是最大輸入加速度,僅僅是由于加速而引起的誤差。轉換器所允許的最大加速度是轉換器無法跟蹤輸入時的加速度,通常取決于轉換器本身角度轉換精度的要求。最大加速度可由下式計算:最大加速度=角度精度xKA對于給定的輸入加速度,可用K“值來表示輸出角度誤差,例如,對于12位分辨率的轉換器,如輸入加速度為100rcvs/see2,KA=2.7x106see'2則:四川大學碩士學位論文輸出角度誤差2半=望塵芝簪=㈨5LsB帶寬和傳輸函數跟蹤轉換器的帶寬和傳輸函數由外圍電路決定。其傳輸函數類似于單位增益的II型低通濾波器[“[141,根據轉換器所選用的分辨率、輸入參考頻率值以及轉換器的帶寬,確定外圍電路電阻、電容值,從而確定轉換器的傳輸函數。其詳細介紹見“跟蹤轉換器數學模型建立”以及“外圍電路設計原則”兩節。階躍響應當跟蹤轉換器輸入為階躍信號時,轉換器需要一定的建立時間以產生相應的數字信號輸出。典型的小信號階躍(<50響應如圖2—5所示,其中tl為輸出達到第一次波峰時所需時間,t2為輸入小信號階躍到輸出與輸入相差一個LSB時所需要的時間。tl和t2由以下公式近似給出:t1:上}8wt2:土。翌厶,12其中,厶,為轉換器帶寬,N為轉換器分辨率。一h\...,o一/●__t●———■圖2—5跟蹤轉換器小信號階躍響應四川大學設士學位論文當轉換器輸入為大階躍信號(>50時,此時誤差信號超過了轉換器的線性范圍,則轉換器需要更長的時間來建立使其產生相應的數字輸出。對于179。階躍信號,數字輸出達到其第一個波峰時所需時間大約為小信號階躍所用時間的三倍。模擬跟蹤轉換器能夠在10位分辨率下能夠提供1040rps的跟蹤速度,并能提供高精度的速率信號輸出,由于其電源電壓較高,模擬部分所占比例較大,設計時,應該重點考慮以下幾點:①、帶寬以及傳輸函數的計算以及選擇,保證轉換器的小信號階躍響應以及動態工作時的數字信號的穩定建立時間,防止數字角度信號不能跟蹤輸入模擬角度信號[81。②、比例乘法器必須能夠提供高精度的輸入數字角度和計數器角度差值的函數,要求比例乘法器的低噪聲設計。③、壓控振蕩器的設計必須使得最高振蕩頻率能夠滿足速率信號要求,且具有較高的線性度。2.4跟蹤轉換器轉換誤差分析跟蹤轉換器的轉換器主要來自于輸入SINE、COSINE信號的不匹配【”l、積分器失效以及差分相位漂移,由于對于轉換器輸入SINE、COSINE信號有嚴格的限制【15】,以下將主要討論積分器失效和差分相位漂移引入的誤差:2.4.1積分器失調積分器本身的輸入失調電壓會疊加到速率輸出電壓信號中,使得積分器輸出的速率信號并不能真正代表輸入角速度的大小,并且造成轉換器輸出與輸入之間的不匹配。該誤差能夠通過外加電路調零來消除。2.4.2差分相位漂移跟蹤轉換器輸入SINE和COSINE信號之間的相位漂移稱為差分相位漂移,該相位漂移能夠引起轉換器的靜態誤差。通常用剩余電壓(積分電壓來表示差分相位漂移的大小,即存在差分相位漂移時轉換器積分器的輸出電壓,小的剩余電壓表示了小的差分相位漂移。產生SINE和COSINE信號之間相位漂移的原因有兩個:一個由于兩個四川大學碩士學位論文信號之間耦合;二是由于SINE和COSINE信號線之間的不一致性,如電纜長度不一致、信號線負載不~致等等。差分相位漂移所產生的靜態誤差可由下式計算:靜態誤差=O.53axb(分其中,a為差分相位漂移(單位為度,b為信號與參考之間的相位漂移(單位為度。能夠采用以下兩種方法減小該靜態誤差,一是選擇具有小的剩余電壓的轉換器,保證對SINE和COSINE信號處理的一致性;二是消除信號與參考之間的相位漂移。312—1e位跟蹤轉換器電路設計與仿真3.1跟蹤轉換器的系統設計3.1.1跟蹤轉換器的數學模型建立由于跟蹤轉換器的工作方式類似于II型伺服環路系統,積分器以及壓控振蕩器和加減計數器完成了II型環路的二次積分功能。因此,整個轉換系統可以用一個在正向通道由兩個積分器的反饋控制系統來表示。如圖3—1所示,積分環節I是加入了低通補償的模擬積分器,通過加入的外圍電路R4、C4、R5、C5來進行環路補償以穩定整個系統,防止整個跟蹤環路由于高頻噪聲造成整個系統的不穩定;積分環節II主要是由壓控振蕩器和加減計數器構成。對于輸入模擬角度信號和輸出數字角度信號而言,轉換器的整體響應類似于單位增益的II型低通濾波器【16]。其傳輸函數為:%w—K0+STp研Ⅳs3正疋+s2(互+正+SKT=+足其中,K為系統的開環增益,Z=R4C4,L=R5C5。一旦確定了系統的開環增益以及外圍電路R4、C4、R5、C5的值,則確定了系統的傳輸函數。四川大學碩士學位論文sine!imulcosesi衛‘以圖3—1轉換器功能框圖3.1.2主要技術參數選擇技術參數的選擇主要是針對內部跟蹤環路各級功能模塊的輸入輸出信號參數而言,由于跟蹤轉換器關鍵功能模塊比例乘法器、相敏檢測器、積分器和壓控振蕩器的性能參數決定了轉換器的轉換精度,因此,以下將分別按照比例乘法器、相敏檢測器、積分器和壓控振蕩器的順序介紹主要技術參數的選取。①、比例乘法器本課題所設計的跟蹤轉換器為10、12、14、16位四種可調分辨率,輸入SINE、COSlNE信號經過比例乘法器后,在其輸出端將得到輸入模擬角度與輸出數字角度的交流誤差信號,該誤差信號正比于輸入角度0和數字角度幣差的正弦值,可用下式表示:A1sin01tsin(e一(D其中,A1為比例乘法器的增益。對于給定的N位0,4=10、12、14或16分辨率的轉換器,每LSB交流誤差值(v/每LSB誤差的大小由以下關系確定:每LSB誤差電壓:Axsinl塑I。A1LnJ其中,n=2”,A為輸入信號均方根值。對于2V均方根值的輸入信號,每LSB四川大學碩士學位論文誤差所產生的交流誤差電壓如表3—1所示表3—1交、直流誤差困子與分辨率關系分辨率(位每LSB產生的交流誤差電壓(mv/位直流誤差因子(mV/位101781601244.5401411.12510162.782.5②、相敏檢測器相敏檢測器將比例乘法器產生的交流誤差信號解調,在其輸出端產生信號的平均電壓值正比于比例乘法器輸出的交流誤差信號,稱為直流誤差信號,該誤差值可由下式計算:蘭三塑。(相敏檢測器輸入信號的均方根值萬對于2V均方根的輸入信號,每LSB角度誤差所產生的直流誤差信號,即直流誤差因子見表3一l。③、積分器為了避免轉換器出現閃爍現象,即量化過程中輸出數字角度(p與輸入角度0之間始終存在:t:ILSB誤差,從而使壓控振蕩器不斷更新計數,系統處于不穩定狀態一j。利用壓控振蕩器產生的反饋信號輸入至積分器的輸入端,以補償積分器的積分電流,以保證壓控振蕩器在角度誤差大于或等于1LSB時更新計數器。在轉換器設計時,選擇積分器積分電流比例因子為100hA/位。④、壓控振蕩器由積分器積分所產生的速率電壓信號輸入至壓控振蕩器,控制其產生振蕩脈沖。理論上,壓控振蕩器的振蕩頻率與輸入電壓信號幅度成線性關系。設計時,設定其比例因子為8.SkHz/幽.。四川大學碩士學位論文3.1.3外圍電路設計原則由于跟蹤轉換器屬于II型伺服系統,其動態參數如跟蹤率和帶寬等需要由外圍附加的電阻和電容值來確定。其外圍電路連接方式如圖所示。①、帶通濾波器(R1、R2、CI、C2由于比例乘法器內部運算放大器輸入失調電壓和高頻噪聲的存在,不能將從ACERROE引腳輸出的交流誤差信號直接施加到相敏檢測器輸入端,否則積分器輸出不能準確的表示輸入角速度的值,并影響轉換器的轉換精度,應當把從ACERROR引腳輸出的交流誤差信號經過適當的外圍電路處理,移除其直流偏移量和高頻噪聲。本設計中選用了由RI、R2、CI、C2組成的帶通濾波器,如圖3—2所示:圖3—2帶通濾波器可以根據圖計算出其傳輸函數為:刪2魯2嘉20+選取R1=R2=R,C1=C2=C,此時令∞o=1/RC,則上式可以簡化為刑壚面13+i(蘭一旦tTOo∞四川大學碩士學位論文其幅頻特性為相頻特性為陋(jcol2F哥訴2一arctg60∞0oo∞當輸入信號的頻率等于1,2兀RC時,R1、R2、C1、C2構成了選頻網絡,即只允許頻率等于參考頻率的信號通過。此時F(jco的幅值最大,為1,3,而相位角為0,即當輸入信號通過該帶通濾波器,移除直流偏移和高頻噪聲的同時,幅值下降為原來的1/3。R1、R2值的設計原則為:15kf2蟲1=R2<56kQC1、C2值的設計原則為:C1:c2:——L2刀fREFRl②、增益比例電阻R4R4值的選取主要是為了保證積分器積分電流的大小。如前所述,轉換器正常工作時,積分器積分電流比例因子為100nA/LSB.。對于不同分辨率工作下的轉換器,R4值的計算分兩種情況:如果R1、C2不匹配,即R1、C2的值不滿足2nRlC2=fREF,則選擇R4=EDc/10~,其中EDc為相敏檢測器直流電壓比例因子;如果Rl、C2匹配,則選擇R4=l/3xEoc/10~。③、參考輸入的交流耦合由于參考信號與輸入信號之間存在的相位漂移會影響轉換器的轉換精度,因此在參考信號輸入端加入R3、C4以補償參考信號所引入的相位漂移。四川大學碩士學位論文yg擇e.3-100衄C3>石%。④、最大跟蹤率設置積分器的輸出速率信號與轉換器跟蹤率成正比,當轉換器以最大跟蹤率工作時,速率信號輸出將達到積分器的擺幅,此時通過電阻R6輸入至壓控振蕩器的電流最大,壓控振蕩器以最高振蕩頻率振蕩。輸入電阻R6與積分器輸出引腳的速率信號和壓控振蕩器輸入電流的關系可由以下公式計算:R6:壟奎笪量粵堡堡::∑呈Q堡苧塑至些型里王輸入信號角速度×2“其中,N為轉換器分辨率,例如對于12位分辨率的轉換器,輸入信號的角速度為100rps,為在積分器輸出端得到5V的速率信號,則壓控振蕩器的輸入電流應該為:Ivco=100x4096/8500=48.5¨A則R6的值應該設置為:5/48.5uA=103.7k,Q。實際設置R6時,應該以最大跟蹤率來確定其阻值大小,如積分器的最大擺幅為+8V,則R6計算公式可簡化為:R6:墮塑型掣塑王:竺輩QT×2“T×21、其中,T不能超過轉換器最大跟蹤率。⑤、閉環帶寬選擇根據轉換器的傳輸函數以及分辨率來選擇其閉環帶寬,對于不同分辨率的轉換器,閉環帶寬與參考頻率之比應該不超過表3—3所示關系分辨率參考頻率與帶寬比例102.5:1124:1146:1167.5:1四川大學碩士學位論文確定帶寬后,C4、C5、R5應按照以下計算方法取值:c4:!!:,C5:5C4,R5:!R6xfBⅣ22×2石×fB∥×C5⑥、失調修正積分器的輸入失調以及偏置電流將會引起輸出端速率電壓信號的漂移,為了保證輸入角度信號與數字信號相等時積分器輸出為零,在積分器輸入端加入電阻R8、R9對其進行調節,保證當輸入角度為零時,輸出數字角度也為零,同時積分器輸出為零。其阻值大小如下:R8=4.7MQ,R9=1MQ外圍電路值確定后,可以計算出跟蹤轉換器實際的傳輸函數為:%w一14(1+SⅣ∈7,Ⅳ(SⅣ+2.4(SⅣ2+3.4SⅣ+5.8其中,S。=三×÷,厶,為轉換器一3dB帶寬。3.1.4設計工具與仿真模型在轉換器設計過程中,仿真工具為Cadencespectre,版圖編輯以及驗證工具為CadenceLayoutVirtuoso,仿真模型采用0.8p.m40V高壓spice模型參數。3.2比例乘法器比例乘法器產生輸入角度與輸出數字角度差的交流誤差信號,其精度直接影響了整個轉換器的轉換精度。比例乘法器對交流誤差信號的影響主要來自于內部運算放大器的直流失調電壓和高頻噪聲,如果比例乘法器內部引入誤差較大,則經后續電路所產生的數字角度輸出誤差也較大,特別是輸入角度加速變化時,比例乘法器所帶來的誤差會使得輸出數字信號與輸入角度差值不斷變大,最終會導致整個轉換器不能跟蹤外部輸入角度的變化。因此,在比例乘法器設計時,應該保證在特定的分辨率下,每LSB角度誤差產生交流誤差信號的精度,同時該精度要求應該考慮到工藝偏差以及電源電壓和工四川大學碩士學位論文作溫度范圍所帶來的誤差。比例乘法器結構如圖3—3所示,其中,SEGMENT_SWITCHING內部包括控制邏輯電路以及電阻網絡運算電路兩部分。加減計數器中存放的16位數字角度信號的高六位及其反相信號輸入至SEGMENT_SWITCHING內部的控制邏輯電路產生電阻網絡的控制信號,同輸入信號通過內部預算電路組合后產生10位R一2R結構DAC的基準信號,同時完成輸入角度信號與數字角度的相乘與相減,經放大后得到交流誤差信號A1sin(otsin(0一(P。圖3—3比例乘法器結構框圖3.2.1基本運算放大器的設計比例乘法器內部的運算電路由電阻網絡和基本運算放大器組成,因此,運算放大器的性能直接決定了比例乘法器所產生的交流誤差信號的精度。對于基本的運算放大器設計應該滿足以下三個要求:①、有足夠大的增益,在其組成運算電路時,能夠按照理想運算放大器來進行信號計算處理。在設計中,采用折疊式共源共柵結構增大運算放大器的輸出電阻,以提高其增益。②、有足夠的相位裕度,由于跟蹤轉換器為閉環工作,當運算放大器相位裕度不足時將會引起內部環路出現振蕩現象。對于一般運算放大器而言,其最佳相位裕度值為60。【17】[18】。③、有較低的輸入失調電壓,以減小內部失調電壓對轉換器轉換精度造成的影響。而實際的輸入失調電壓主要由電路中器件的匹配性和噪聲決定,前者主要由版圖設計和工藝條件決定,而后者主要由電路設計決定。因此,在電路設計時應盡量減小內部噪聲,由于轉換器在低頻工作,而低頻時電路中噪些型奎蘭堡主蘭垡絲蘭聲主要來自閃爍噪聲(即1/f噪聲。出于匹配性以及噪聲性能的考慮,在電路設計時,輸入端折疊器件采用了雙極型晶體管㈣【20】。論文所設計的運算放大器的基本結構如圖3—4所示,包括折疊式共源共柵輸入級、輸出級以及補償電路三部分。其設計過程如下:輸入級}oEL』J一1qTQ6●●●趣磊j#]—《08補催H1Ⅱ2H3;:c1中H¨I-》—一-4噸QlQ2》——wr._.』』JB:;f2.c],;}妊6017。Q3≥E口。。r4.Ⅱ;’l-cz!:fjQ20Jl!‘kQl8凰:』j叫:Q9:』I}叫Q10;卜_L—噸011—Q19●::}Q22』I▲圖3—4基本運算放大器電路①、折疊式共源共柵輸入級設計折疊式共源共柵結構輸入管采用npn管,具有高跨導以及高匹配性。對于該種結構的放大器,采用雙極型晶體管和MOS晶體管配合使用的BiCMOS技術,橫向PNP管Q6、Q7、Q10和Q11管用來減小噪聲,而M2、M3、M4和M5管對噪聲性能影響不大,其主要作用是增加共源共柵級的輸出阻抗。可以計算出其輸出阻抗近似為Ro。t=[(gm3Wg。b3r03(t07||r01川【(g。5+gmb5r05rolll。②、輸出級設計四川大學碩士學位論文論文中運算放大器輸出級要求具有較高的驅動能力以及高的電壓輸出擺幅,同時在某些模塊應用時具有過流保護電路。因此,輸出級電路采用了達靈頓復合管組成互補推挽輸出級,具有較高的輸出電壓擺幅,并能夠提供較大的電流驅動能力。根據電路需求,可以在其輸出端限流保護電阻控制三極管Q14和Q22的開啟來組成輸出保護電路。③、運算放大器的補償折疊式共源共柵運算放大器在其折疊結點和輸出結點均產生極點,當運算放大器做負反饋應用時,由于內部極點產生的附加相移可能會使負反饋變為正反饋,當此時環路增益大于1時,則會產生振蕩現象。因此必須對運算放大器進行補償。【18】【19I一般運算放大器的補償采用密勒補償形式,但是密勒補償會在電路中引入右半平面的零點,如不消除,將會影響其補償效果。論文中采用“橋梁電容”與并聯電容的方法實現頻率補償,并聯電容可以在一定程度上實現對主極點的補償,但是單獨使用并聯電容會引入高階復極點對,此時通過“橋梁電容”引入左半平面零點抵消由并聯電容引入的高階復極點對,進一步增加相位裕度。對于折疊式部分,采用半邊等效電路法,畫出其小信號等效電路,如圖3—5所示。其中,c上包括了并聯電容c:以及其負載電容;g卅1、島:分別為npn晶體管以及NMOS晶體管的跨導;CO、C5-'NYgnpn管輸入電容和基極一集電極電容。圖3—5輸入級半邊等效電路以及小信號模型根據KCL、KVL定理,可以計算出其傳輸函數為:門口;盯一薔四川大學碩士學位論文,,‰。RL(1一sC2(1+盟—VO—UT:—————————————墨叢—,—墨咝——————1‰(1+吼cz+》揪oco[h瓦sR鬲rCLC舊1_].g2ⅢI代Lg。2LL￡+LlJJ根據傳輸函數,可以看到該電路具有兩個零點,zl=gin,/C2位于右半平面,但是由于npn管跨導大,該零點的影響可忽略;z2=一g,2/Cl位于左半平面,可以產生+900的相移,提高了電路的穩定性。對運算放大器進行交流仿真,其輸出波形如圖3—6所示,從圖中可以看出在10kHz時,其放大倍數為60dB,相位裕度為62。。120B母0—4。0三0.00—40.0—80?0200100:弓一0.00—100—~\\‘\.?:phase(VF(’'/Integr.0tor_op”。—\。———、\。1。。1“1fOrKeq(Hz;。。“1“1。“1。o“16圖3--6基本運算放大器頻率響應特性3.2.2十位DAC設計論文所設計的DAC采用電壓求和算法,其基本拓撲結構如圖3—7所示,采用電壓求和,可以獲得較高的動態輸出范圍,但是電壓求和算法由于運算放大器本身的輸入失調電壓引入一定的非線性‘2”。由于設計的DAC的基準電壓U25和U26為非線性基準,因此運算放大器所引入的失調電壓對DAC非線性的影響可以忽略。根據電路結構,可以計算出其輸出端電壓為(N為DAC四川大學碩士學位論文分辨率:…RROR=陘R24佳JLk*l學也5]圖3—7DAC結構框圖由于所設計的DAC為10位,分辨率較高,最后的輸出放大器性能對于其轉換精度影響較大,前述的基本運算放大器由于其低頻放大倍數高,噪聲低等特點,選作DAC的輸出放大器。同時在DAC設計過程中,為盡量減小其非線性,主要考慮了以下三個方面:①、R一2R電阻網絡的匹配性設計,R一2R電阻網絡的不匹配會引起DAC各支路電流比例失調,影響DAC轉換精度,其匹配性主要通過版圖設計完成。見版圖設計部分。②、位開關的設計,在位開關設計時,應保證其導通電阻盡量小,以小于R--2R電阻網絡的任何一個電阻,避免引入額外的電阻影響DAC的線性;同時根據流過開關的電流大小來設計開關的尺寸以保證每個位開關上流過電流的比例滿足理論要求。③、位開關控制時鐘的設計,應保證位開關控制時鐘時序的一致性。防止出現時鐘交疊影響DAC的轉換精度。3.2.3比例乘法器仿真結果與分析將比例乘法器輸入角度與數字角度誤差設為+ILSB時,選擇分辨率為嬰型丕堂堡主蘭堡簍苧14位時,其仿真結果如圖3—8所示,從圖中可以得出1LSB誤差時,ACERROR所得到的交流誤差值為11.116mV;而將輸入角度與數字角度差設為一1LSB時,仿真波形與圖中波形反相,其交流誤差值為11.134mV,轉換精度同理論值基本相等。TmnukntRbo∞n89\∥‘?;—矗上撇J\/\/\/‘{.;\圖3—8輸入信號為1LSB時比例乘法器輸出改變轉換器分辨率并考慮到電源電壓、工藝以及溫度的影響,交流誤差因子仿真結果如表3—4所示,同理論計算結果比較,轉換精度較高。表3—4不同分辨率下交流比例因子的仿真結果分辨率+1LSB交流誤差值(mV/bit一1LSB交流誤差值(mY/bit10176.356178.0231243.22545.4781411.12211.144162.6922.83l3.3相敏檢測器(PSD四川大學碩士學位論文相敏檢測器的主要功能是將比例乘法器輸出的交流誤差信號解調,將輸入的正弦波信號A1sinotsin(O-(p轉化為士陋1sin(otsin(e一(pI,4-號主要由輸入模擬角度信號和計數器中存放的數字角度信號之差來決定:如果輸入信號角度大于計數器中存放角度值,則相敏檢測器的輸出為--[AIsinotsin(O--(pl;如果輸入信號角度小于計數器中存放的角度值,則相敏檢測器的輸出為+忪lsincotsin(e一平I。相敏檢測器的電路功能框圖如圖3—9所示,其中,A7為單位增益放大器,采用的結構以及器件參數同比例乘法器中基本運算放大器一樣。A9—1—1為比較器,輸入參考信號輸入至比較器同地電位比較產生的傳輸門的兩相控制信號,控制運算放大器A9—1—2中D端的輸入信號,由于參考輸入信號為正弦波,在其正半周期,A9—1—2中D端的輸入信號為地電位,此時相敏檢測器輸出為--IAlsincotsin(0--cpl:在其負半周期,輸入信號則為X5,此時相敏檢測器輸出為+IAlsincotsin(e一(p卜從而完成了對交流誤差信號的解調。§f圖3—9相敏檢測器結構框圖相敏檢測器輸出的解調信號輸入至積分器產生速率信號,但是由于其內28嬰型奎蘭墮主蘭垡絲壅部所產生的失調電壓會影響速率信號的精度,因此要求相敏檢測器具有低的輸出失調電壓。由于運算放大器A7和A9—1—2采用了前述的基本運算放大器,組成負反饋運算電路,其失調電壓較低,因此相敏檢測器的設計主要是針對其中比較器以及傳輸門電路的設計。3.3.1比較器以及傳榆門設計在比較器設計時,由于其輸入信號參考信號的幅值較高,因此對于比較器的傳輸時延要求不高。論文所設計的比較器如圖3一10所示,其輸入級采用同基本運算放大器相似的折疊式結構,提供了低的失調電壓,提高了比較器的靈敏度。由于比較器工作頻率較低,因此對其傳輸性能起主要影響的還是其末端傳輸門的性能。在傳輸門設計考慮到時鐘饋通以及電荷注入效應【l…,將M10、M11、M12和M13管的溝道長度設計成同樣尺寸,防止時鐘跳變時影響輸出信號幅度,以提高信號的傳輸精度。圖3—10比較器與傳輸門電路3.3.2相敏檢測器仿真結果與分析對于相敏檢測器的仿真,分別將輸入信號設置為角度誤差為ILSB時DEMOIP引腳輸入信號以及滿幅輸入信號,觀察其解調輸出波形并與理論結果相比較。嬰型查蘭堡主蘭壁壘塞當相敏檢測器輸入信號幅度較小時,由于其內部運算放大器失調電壓的影響,解調輸出信號的均方根值會偏離其理論值,因此,在仿真分析時需要根據實際輸出的解調信號計算其增益。仿真結果如圖3一11所示,從圖中可以看出,相敏檢測器的輸出在傳輸門時鐘跳變時由于時鐘饋通會產生尖峰脈沖信號,計算該尖峰在時域內的平均值,可以發現該值對于解調信號的影響可以忽略。根據兩種不同輸入信號的解調信號輸出波形,可以計算出輸出其平均值為2.93mV和7.986V,同理論結果相比較轉換精度較高;同時分別計算出相敏檢測器的增益為一O.88和一0.912。100m000、一一100m一2朋m6.0m20m、,一2.0m一60m2.0—2.口一一4.0—6口一8a圖3—11輸入信號為1kSB和滿幅誤差時相敏檢測器輸出30四川大學碩士學位論文3.4壓控振蕩器(VC0壓控振蕩器【18】[22】的基本結構由一個積分器、三個直流電平電壓比較器以及數字邏輯電路組成,其電路如圖3—12所示(圖中未畫出數字邏輯電路。其中VCO的輸入信號為積分器輸出信號,外接電阻R6和電容C6以及運算放大器構成了積分器。每個比較器的門限電平是由內部產生的基準電壓通過電阻網絡R2~R5以及R7、R8分壓得到。由于壓控振蕩器所產生的振蕩頻率的非線性會影響轉換器的轉換精度,因此在設計時應盡量保證其振蕩頻率因子在不同輸入電壓時相等;同時要求在輸入相等的正、負電壓值時,保證VCO的振蕩頻率相等。圖3—12壓控振蕩器電路結構壓控振蕩器的工作過程分為以下三個階段(假設積分器的輸出電壓為正值:①、初始階段:未加輸入信號時,PMOS管M1和NMOS管M2關斷,NMOS管M3開啟。此時k25為低電平,k26為高電平,k29為低電平。②、上電過程:當輸入信號經過壓控振蕩器中積分器積分達到比較器A11一l的門限電平時,該比較器翻轉,k29翻轉為高電平。此時通過控制邏輯使得四川大學碩士學位論文k23翻轉,電容CO開充電,同時使x12為低電平,M1管開啟,壓控振蕩器進入放電周期。當CO上電壓值達到A11—2門限電平時,k26翻轉為低電平,此時在控制邏輯電路中產生振蕩脈沖。③、放電過程:M1開啟后,從V。n經過MI和R0到壓控振蕩器輸入端形成一條對C7的放電通道,放電時間取決于電容CO的充電時間,當k26電平翻轉時,放電結束。當壓控振蕩器的輸入信號為負電壓值時,其工作過程同輸入正電壓時一樣。壓控振蕩器的振蕩頻率隨輸入電壓信號幅值的增加而增加,如前所述,其理論振蕩頻率因子為定值8.5kHz&A。但是實際上輸出頻率并不隨輸入電壓成線性變化,而是存在一定的非線性,這使得實際的振蕩脈沖同理論值產生一定的偏差,在跟蹤轉換時,實際輸出的數字輸出角度不能精確的表示輸入角度值。因此對于的VCO設計應盡量保證線性度,防止其振蕩頻率因子漂移過大,應從以下幾個方面的設計考慮來保證壓控振蕩器線性度:①、噪聲,由于壓控振蕩器工作頻率與其噪聲性能密切相關,而當電路在低頻狀態工作時,其噪聲的主要成份是閃爍噪聲(1/f噪聲,其大小與器件的工作頻率呈反比關系(4J。因此,VCO內部運算放大器仍采用基本運算放大器結構,比較器結構為相敏檢測器中比較器結構。②、積分器輸入偏置電流,由于運算放大器A存在輸入偏置電流,當VCO輸入信號電壓較小時,通過電阻R6產生的積分電流也較小,此時,輸入偏置電流對積分電流的大小有一定的影響,進而會使得VCO產生的振蕩頻率出現誤差。設計時應該盡量減小A11的輸入偏置電流。3.4.1運算放大器A11設計運算放大器All在基本結構上仍然采用了前述的放大器結構,但是為了減小輸入偏置電流,在其輸入端添加了另外的補償電路。其輸入端電路如圖3—13所示。四川大學碩士學位論文+VssT圖3—13A11輸入級電路Uo—Uo+其中,INPUT為運放的反相輸入端,Ql、Q2為差分輸入對管,U。U。是輸入級的輸出,Q3、Q。是輸入端保護管,Qs、Q6、Qs和Vbi。構成偏置電路。若不考慮輸入保護管Q3、Q一,可由基爾霍夫電流定律(KCL計算出實際的積分電流I:礦I=÷一(IMl+IB心其中,V為壓控振蕩器的輸入電壓,IMl為M1漏端電流,IB為Q1基極電流,未加入補償電路時,IMl=O,實際積分電流值較小,產生的振蕩頻率小于理論值;加入補償電流后,如果使得IMl+IB=0,則偏置電流對積分電流的影響可忽略。因此,設計時調節Q7~Qll、M1、M2和M3使得IMl+IB=0成立,就可以達到減小運放輸入偏置電流的目的,從而提高了vco的低頻線性度。圖3一14為輸出信號為零時補償電路產生電流以及偏置電流的仿真結果,從圖中可以看出,在補償電流作用下,輸入偏置電流接近為零,補償效果明顯。四川大學碩士學位論文圖3—14輸入偏置電流補償仿真結果實際上由于電路中采用的三極管的BE結電壓為溫度的函數,溫度升高,BE結電壓下降,集電極電流增加,因而M1管漏端電流隨溫度升高而增加,則輸入偏置電流也會相應增加。圖3—15為在854C時的仿真結果,從圖中可以看出,隨著溫度升高,輸入偏置電流也相應增加,可以計算出輸入偏置電流隨溫度變化的平均值為+0.088nA/℃。圖3—1585"(2時輸入偏置電流補償仿真結果3.4.2基準電壓源的設計四川大學碩士學位論文由于壓控振蕩器中所需要的基準電壓值比較高,而一般的帶隙基準電路只能產生1.25V左右的基準電壓,論文中基準電壓源的產生采用了將帶隙基準電壓通過電阻比例放大得到高電壓基準源,并采用指數型溫度補償技術來減小基準電壓的溫漂【231。三極管基極一發射極電壓是溫度的函數,隨溫度變化關系為:a‰一‰一(4+m%一&/qa丁r其中,腳為硅遷移率隨溫度變化的因子,B為硅禁帶寬度,當VBEz750mV,T:300K時,監:一1.5mV。同時三極管的共發射極電流放大系數為溫度的指數函數,且為發射結摻雜濃度的負指數函數,可以用下式表示:胛M唧(-釧其中,k為玻爾茲曼常數,蛆。為與發射結摻雜濃度成比例的帶隙縮減因子。利用三極管的上述兩個特性,本文所設計的基準電路如圖3—16所示,其中,Q1、Q2、R9、R10以及運算放大器構成了基本的帶隙基準產生電路。Ol、Q2基極電流流入電阻R7同時與R8組成了補償電路以產生高壓基準源,首先,計算出帶隙基準電壓為:%。:%,,+三墜(吩1n。%。2%s?+氣≯‘%n”~其中,”為Q2、Q1的發射極面積之比。通過帶隙基準電壓可以算出高壓基準源產生電壓為:p■2pk+(,m+,81+,口2月7即:%=(z+甜”半]+揣四川大學碩士學位論文其中表達式最后一項為利用三極管的共發射極電流放大系數對基準電壓進行溫度補償。圖3—16基準產生電路基準產生電路中運算放大器對基準電壓的穩定性有很大的影響,因此需要對其進行精心設計。運算放大器采用電流輸入形式,其主體部分采用套筒式結構,包括MI~M8、Q3、Q4以及電阻R1~R4。BIASl、BIAS2為M1~M4管提供偏置,設計M1~M4管尺寸相等,電阻R1=R2,使得這兩路電流相等,以保證流過Ql和Q2的集電極電流相等。設計時使MOS晶體管M5和M6工作在線性區,由于流過這兩個晶體管電流相等,則其漏源兩端電壓VDS相等,即Q1、Q2集電極兩端電壓相等,防止了由于三極管基區寬變效應所引起的集電極電流的變化。仿真時,在-45"c至+85℃溫度范圍內對%r進行掃描,所得的仿真結果如圖3—17所示。由圖可知,電壓在31℃時達到最大值,約為7.37v。在此溫度范圍內,吃,的溫度系數約為29ppmJ'C。產生的高壓基準源精度高、溫漂小。四川大學碩士學位論文一7.3700》U蘭7.3690,T.36807.36T0—4030terop:(U圖3—17基準電壓仿真波形3.4.3壓控振蕩器仿真結果與分析對于壓控振蕩器的仿真,主要是考慮其振蕩頻率因子的大小,以保證其線性度:對其振蕩頻率因子的仿真,在以下條件中獲得:①、滿工作溫度范圍(一40℃~+85。C:②、工藝偏差的考慮:③、士5%士Vs電源電壓變化。圖3—18為壓控振蕩器輸入8V幅值正弦波信號時壓控振蕩器的輸出,改變其仿真條件時,可以得出類似的輸出波形。對于不同輸入信號電壓點進行采樣分析,并計算振蕩頻率因子的大小。可以計算出在相等的正、負電壓值下振蕩頻率因子相等;對于不等的輸入信號電壓,可以計算出其最小值為8.17kHz/¨A(一40℃、+Vs=11.4V條件下仿真結果,最大值為8.9kHz/gA(+85℃、+Vs=12.6V條件下仿真結果。四川大學碩士學位論文0.00200u300u4@0utimo(s圖3—18壓控振蕩器仿真結果3.5總體性能仿真跟蹤轉換器的總體性能仿真主要包括兩部分,一部分為對轉換器輸入階躍信號的仿真分析:另一部分為轉換器輸入連續變化(輸入信號角速度一定的角度時,輸出數字角度信號以及速率信號等的仿真分析。對于跟蹤轉換器而言,當其輸入信號頻率發生變化時,應當根據頻率大小改變其外圍電路值來進行仿真分析,但是,由于對于轉換器的整體仿真需要的仿真時間較長,無法對于多個頻率點對電路進行仿真,因此,本課題中只針對于特定輸入信號頻率對跟蹤轉換器進行仿真分析。當選擇輸入信號頻率以及參考頻率為3k_Hz,分辨率為14位,帶寬為400Hz時,根據外圍電路設計原則,計算出實際選用外圍電路值如下:R1=R2=15k,C1=C2=3.54nF;R4=33.3k.Q;R3=100k.Q,C3=:R6=6.8x1010/(65x16384=62k.Q;C4=21/R6xfBw=-2nF,C5=5C4=1011F,R5=159kQ;C6=390pF,R7=3.3k.Q,C7=150pF000000a0O0日鯽枷帥圳一㈨㈨㈣孽|撕Ⅲ四川大學碩士學位論文3.5.1輸入階躍信號圖3—19為輸入5。小信號階躍信號時輸出數字角度信號的仿真波形,從圖中可以看出,轉換器的數字輸出先增大后減小,其輸出波形符合理論分析結果。在tl=2.4ms時刻其輸出數字角度達到了最大值數字輸出,在t2=7.2mS時刻其輸出數據穩定。在400Hz帶寬下,根據理論可以計算出tl=1/fBw=2.5mS。t2----14.6mS。根據計算結果,可以看出轉換器的小信號階躍響應特性較好,數據穩定時間優于理論計算結果。14位數據輸出DBl~DBl4(DBl為最高位,DBl4為最低位最后其輸出穩定在00000011100100,計算出實際轉換出的數字角度為5.008。,角度轉換精度高。對于輸入大角度階躍信號,輸入角度信號隨機選擇為162.30,數字輸出波形與圖相似,其中,tl=7_3mS,t2=14.2mS,同樣優于理論計算值。其數字輸出最后穩定在01110011011010,實際輸出數字角度為162.290030,轉換精度較高。四川大學碩士學位論文,哂3a3(Jm0‘/…o二2940mE===============亡=======亡========c=======E=======].-q53030m7:/DBl5三j2.940m亡======二=====工======E=====工======E=====j一…:/DBl4u12藝磊咀—■.啊刪哪咖口一[======|~一~~一~.。三。5.。0[兇‘0瞳如皿口一一一一一一.L~~~~一…一:、5.。五—=琉nnnmnnnlnnr_—————————————L————————————一蘭茹哪■岫山衄岫口.[=======#========::、5.。㈣nnn^n乙r]II三瑟[嘲舢岣.丑a中口一~一一一..■~一~一一一.。三。5.0[6筒商.口L丑|]…~……一一L~…一~…….三㈨5.0[:嘰/D叩B9.[]。EI=========E=二=====三∽5.0[::迸i…。.}=======j======三05?.。0[..:./直DB7…。..E=二=======j==========;5。.。0f.∽86r—一i三ooL....j—。。。.-。.J—.——...—-..—..——..—?——————0—。.——。————.————-。———。—..——4,、53,030m?:/DB5:i三5294。mb=======E=豐=====五=======亡==:=￡==工=======亡=======j,《3030mr-:/D84:>52.940mb=========:=圭=:==========::=:工=====士==j======:==E======—=jo≥030mt-:/OB3{II三5294。mL——————-—0————&—一一一-一??i?一---一--一?一??-一----53030me':/DB2:i>v5294。mb=====z口￡臣!===E======E==I豐==E=====a=======。、,"-,53030。m>52,94#J苣蘭——』。。——————』———:—一.一m0.邑02222。.0m壺。。14.92