1、具有隔離功能的自激式開關電源介紹編輯：Stone.chan具有隔離功能的自激式開關電源不隔離的開關電源在使用中形成用電設備與供電電源電路共地，經過輸入整流供電設備的“地”帶有市電， 紿用戶及維護造成潛在危險。同時，由于對CMOS集成電路和數字處理集成電路的應用日益廣泛，倘若采用此類 過壓敏感的器件，是不能與市電采用同一參考點的。即使是普通設備，隨著功能的擴展，具有多種規格的音視 頻或數字信號接口，信號地與市電也必須隔離。通常人們所說的并聯型開關電源，指開關管和負載電路是并聯的，目前多用于升壓型不隔離開關電源中。 此處所稱I/O隔離的開關電源，也稱為脈沖變壓器耦合的開關電源。輸入電源通過開關管控

2、制脈沖變壓器初級 線圈的能量存儲，能量釋放則通過脈沖變壓器次級進行。改變脈沖變壓器的匝數比，可以得到各種不同的脈沖 電壓，整流濾波后，以直流向負載提供電壓。很明顯，開關電源的輸入和輸出端是通過脈沖變壓器的磁耦合傳 遞能量的，脈沖變壓器繞組之間的絕緣，使初級側與次級側完全隔離，絕緣電阻和抗電強度均可達到很高。目 前所有從市電供電的設備，幾乎全部采用此類開關電源，取代了多年來使用的工頻變壓器和耗能型穩壓器。脈沖變壓器耦合的開關電源按其激勵方式分為自激式和它激式。自激式脈沖變壓器耦合的開關電源是以開 關管為主組成脈沖變換器，將直流電變成脈沖波，通過脈沖變壓器耦合送往負載電路；它激式則以開關管作為 獨

3、立開關，與脈沖變壓器儲能繞組串聯接入供電電路，開關管則受獨立的脈沖驅動器輸出的調寬脈沖控制。脈 沖變壓器耦合的開關電源按其向負載提供能量的方式，可分為正激式和反激式。正激式脈沖變壓器耦合的開關 電源是在開關管導通時，向負載提供能量；反激式則為電一磁一電轉換方式，通過脈沖變壓器的能量存儲，在 開關管截止期間向負載提供能量。自激式隔離開關電源的基本電路自激式隔離開關電源的原理電路見圖1,其主要功能部分包括：開關管VT和TC組成的自激振蕩電路，脈沖 寬度調制的控制系統，取樣系統，次級的脈沖整流濾波電路等。自激式隔離開關電源的基本電路如圖2-11所示。由開關管VT和脈沖變壓器TC構成的間歇振蕩器組成變

4、 TOC o 1-5 h z 304301換器電路。將C兩端輸入的直流電變換成矩形波，加在TC的初級。接通電源后，輸入電壓通過R給VT基極308301302304施加不足1 mA的啟動偏置，VT集電極電流由零開始上升。集電極電流的增長，使T正反饋繞組端產生上升304301的感應脈沖，加到VT基極，形成正反饋 使VT導通電流進一步增大。在此過程中，C充電，隨著充電電流0430431逐漸減小，I隨之減小，VT進入I01的相對飽和狀態，迫使集電極電流回落，造成TC正反饋繞組端形B304BC301成脈沖反向，VT因正反饋作用迅速截止。在此期間，C通過V快速放電，以準備進入下一個振蕩周期。在振30431

5、3308蕩過程中，R不僅限制C在正反饋脈沖前沿的充電電流，同時還和C共同設定振蕩電路的基本脈沖寬度。314313313TC自激開關J+次級地初級地TC自激開關J+次級地初級地圖1自激式隔離開關電源原理電路圖2自激式隔離開關電源的基本電路在振蕩過程中，當VT集電極電流減小，趨向快速截止時，TC的正反饋繞組端為負向脈沖，端為正 TOC o 1-5 h z 304301向脈沖，通過二極管V向C充電，其極性為左正右負。該反偏電壓通過VT的C-E極施加于VT的B-E極上。當307314303304VT下一個導通周期開始時，通過改變VT的集電極電流，可控制VT的截止時間。如果VT集電極電流較大，30430

6、3304303C放電電流也較大，則該放電電流形成VT的反向偏置，使VT提前截止。所以，C和VT構成對VT導通脈314304304314303304沖寬度的控制。在上述振蕩過程中，當VT截止時，TC的感應脈沖和供電電壓串聯加在VT集電極，輸入電壓為300 V直304301304流時，其幅度約為520 V。根據圖示TC各繞組相位關系可以看出，TC初級繞組端和次級繞組端同相位，301301即VT截止時，V導通，將次級繞組-的感應脈沖整流，向負載供電。因此可以確認此變換器部分屬反激304320式電路。在圖2中，C充電時間設定了VT導通的最大脈沖寬度。實際在開關電源中，所謂開關管的飽和并非指手 3133

7、04冊上規定的其最大集電極飽和電流，而是電容充電時間臨近結束時，使加到開關管基極正反饋電流減小，開關 管達到I01的狀態。也就是說，這種飽和是I值所限制下的飽和，使開關管I減小，通過正反饋轉入截止BCBC狀態。在該電路中，C、R的值限制了VT304導通時間的最大集電極電流，使其不超過規定值。在此最大值313314限定下，開關管有一對應最大導通脈寬，在此脈寬之內受控于C、VT脈寬調制器，以改變輸出電壓。該正314303反饋電路加入V，加快了C的放電速度，脈沖調寬電路使VT提前截止。C的快速放電，導致下一個導通周308313304313期也提前，致使脈寬變化的同時頻率也在改變，這是此類開關電源的特

8、點之一。電路中T繞組-為專設的取樣繞組。當VT截止時，磁場儲能釋放為感應電壓，使V導通，整流電壓301304306經C濾波形成取樣電壓。R、R和R組成取樣分壓器，同時也構成C的放電電阻。VT為誤差檢出放大器。312304305301312301分壓后，取樣電壓加到VT基極，其發射極由穩壓管VS提供基準電壓。當開關電源輸出電壓升高時，VT集電301305301極電流增大使電壓下降，VT的基極電壓也下降。與此同時，VT集電極電流增大，R的壓降使VT集電極電302302310303流也增大，C放電電流也隨之增大，VT提前截止，使輸出電壓穩定。314304該開關電源未采用特定的輸出過壓及過流保護電路，

9、僅在電路中采取了過壓、過電流的控制電路。輸入 電壓的負極，經輸入電流取樣電阻R接入開關變換電路。當負載電流增大或開關管意外出現導通脈寬增大時， 313輸入電流會增大，使R壓降增大，形成負極性的脈沖，經R、C加到脈寬調制放大器VT的基極，使VT、VT313312310302302301集電極電流瞬時增大，使VT瞬間截止，降低開關電路的電流和輸出電壓。但此功能只是瞬態電流沖擊的限制,304對持續的過流無效。為了防止取樣、誤差放大器開路性損壞造成的開關電源失控而形成過壓輸出，電路中專門設置了穩壓管V。開關電源工作中V觸點開路或VT失效、開路，必然引起VT、VT截止，脈寬調制器開路失效，VT TOC

10、o 1-5 h z 309301301302303304將處于C 、R設定最大脈寬的振蕩狀態，輸出電壓將大幅升高，致使VT熱擊穿。加入V后，可在上述情 313314304309況下將VT基極電壓鉗位于其穩壓值，使VT、VT有一定導通電流，限制VT最大脈寬，輸出電壓的超壓程302302303304度可以被限制在40%左右，不致造成開關電源大面積損壞。自激式隔離開關電源穩壓性能的改善自激式隔離開關電源由于自激式的固有特點，改進穩壓性能成為主要工作。改進首先從穩壓器正反饋量入 手，試圖在輸入電壓或負載電流變化時，將開關管正反饋量限制在一定范圍內，使低輸入電壓大負載電流時， 有正常的正反饋量；當輸入電

11、壓升高或負載電流減小時，抑制正反饋量的升高，達到擴大穩壓性能的目的。最具代表性的電路是正反饋脈沖鉗位電路，這種電路不僅可抑制U對驅動電流的影響，對負載變動也有補 TOC o 1-5 h z .in償作用。其局部電路見圖3。其電路原理是：當U在下限范圍內時，調節R的阻值，可得到理想的I,使VT工作in2B于正常的開關狀態。隨著U的上升，繞組N的感應電勢也呈比例上升，開關管VT的I增大。當U升到一定程度inbBin時，繞組N感應脈沖經二極管V整流后，使穩壓管VS反向擊穿，將正反饋脈沖的峰值鉗位于0.6 V+U。從此點開bVS始, VT的驅動電流在一定范圍內保持不變，從而避免了U的升高使VT過飽和。

12、由于此類電路受穩壓管最大電流 in的限制，穩壓范圍有限，可控制的I范圍較小，因此只適合在30 W以下的小功率開關電源中應用。B圖3正反饋脈沖鉗位電路局部圖上述電路經改進后，成為恒流驅動電路。其正反饋部分局部圖見圖4。電路中設有兩路正反饋支路，第一路是由R、C組成的普通RC正反饋電路，其中R取值較大，C取值較小。 此正反饋支路作為開關電源輸入電壓為額定值以上時的正反饋量設定，使輸入電壓上限時，正反饋量增大也不 會使開關管進入飽和狀態。第二路正反饋支路，是由二極管V和VT、VS組成的線性穩壓器，構成恒流源。當輸 入電壓低到使感應脈沖峰值小于VS穩壓值時，VS截止，VT2等效于阻值為R2/ (1+0

13、 )的電阻，與V構成輔助正反 饋電路。在低電壓下，兩路正反饋支路為VT1提供足夠的正反饋量，維持開關電源正常工作。當輸入電壓升高 時，VS產生齊納擊穿，將VT輸出電流穩定于此點上，即使輸入電壓持續上升，此路的正反饋電流也維持不變。2恒流驅動電路通過線性穩壓方式來穩定開關管基極與發射極的驅動電流，它是目前自激式隔離開關電源普遍采 用的電路。圖4恒流驅動電路正反饋部分局部圖雙路PWM控制系統為了提高穩壓效果，自激式開關電源中又出現了雙路或多路PWM控制系統。雙路脈寬調制的控制思路是， 為了擴大脈寬調制器的控制能力，采用兩只脈寬控制管和兩路獨立的控制電路。因為兩路PWM電路同時出現故 障的機會極小，

14、所以不僅提咼了控制能力，可靠性也大為提咼。圖5為雙路PWM電路的基本電路。其工作原理是：電路接通電源后，叫向開關管V提供啟動偏置，脈沖變壓 器TC繞組-輸出脈沖，經C、R，向VT提供正反饋電流，使VT完成振蕩和開關過程。VT和VT組成主PWM TOC o 1-5 h z 121124系統，TC的繞組-構成專用于取樣的副繞組，其輸出脈沖經V整流，C濾波，得到正比于VT導通脈寬的整流 電壓。VT為誤差檢出及放大器，其基極由電阻R5、R分壓得到取樣電壓,3其發射極由R9提供電壓，經VS穩定后 作為取樣電路基準電壓。由VT的B-E極檢出的誤差電壓，經VT放大后，形成與誤差電壓成正比的集電極電流。14當

15、VT導通時間過長、U升高或負載電流減小時，C上電壓將升高，使VT集電極電流增大。由于VT的集電極電1in344流構成VT的偏置電流，因此VT的集電極電流也隨之增大，使VT基極電流分流增大，I減小，VT提前進入1B1I0I的狀態，I失去對I的控制能力，I立即下降，VT提前截止，存儲于T繞組-的磁能減小，輸出電BCBCC1壓下降。此部分電路當U變化范圍不大時，可以維持輸出電壓的穩定。in圖5雙路PWM電路的基本電路在雙路PWM控制系統中，為了使開關電源的穩壓范圍向輸入電壓下限和負載電流的上限擴展，電路中TC取 樣繞組-與初級繞組-選取較大的匝數比，目的是使開關電源的自激振蕩電路在輸入電壓下限和負載

16、電 流上限能正常工作。設置如此大的正反饋量，當輸入電壓升高或負載電流減小時，PWM系統勢必要對正反饋電 流有較大的分流能力。若單純靠VT的分流，VT需要有極大的動態范圍，如果VT動態范圍不足，必然進入其截 止區或飽和區。vt2脫離線性區的結果是，開關2電源失控。2為了減輕VT2的電流，電路中加入第二組PWM控制管V,和恒流驅動控制管V-。該恒流驅動電路與前述不同， 為電容鉗位電路，TC正反饋繞組-輸出脈沖，經V整流，在R兩端形成上負下正的整流電壓。由TC各繞組相15位關系不難看出，只有開關管VT1進入截止期時，TC的繞組才為負脈沖。也就是說，-的整流電壓正比于TC能 量釋放過程中產生的電壓，即

17、正比于開關電源的輸出電壓。V截止期間，比上的電壓經人向C2充電，其充電電 壓正比于T繞組-的脈沖電壓幅度和持續時間。此時TC繞組為負脈沖，Vt反偏截止，C無放電通路。當VT 進入下一個導通周期時，TC繞組為正脈沖，為負脈沖，仆 人都截止，因此C2所充的電壓得以保持。當VT 導通后，正反饋脈沖經R、R分壓使VT導通，C經R、VT的C-E極對VT的B-E結放電，構成VT正反饋電流的一 34325311部分。由于C容量較大，對瞬間輸入市電電壓降低或負載電流增大使正反饋電壓的下降不敏感，讓VT能穩定地 工作于理想的開關狀態，開關電源的穩壓性能因此得以向低輸入電壓、突發負載大電流的方向拓展。電容鉗 位型

18、恒流驅動電路只對突發輸入電壓和負載變動有效。第二組PWM電路由VT和穩壓管VS組成。VT和主PWM控制管VT都并聯在開關管VT的B-E極間，VT基極由6.8 V TOC o 1-5 h z 515215穩壓管VS接入TC的正反饋繞組端，在正常狀態下端正反饋脈沖峰值低于VS1穩壓值，該電路不起作用。如 果市電輸入電壓高于開關電源允許輸入市電電壓的上限，則正反饋脈沖峰值隨之升高，VS反向擊穿，VT瞬間15導通，使VT提前截止，以穩定輸出電壓。脈寬調制管VT使輸入市電電壓升高時，通過壓縮VT振蕩脈寬使輸出151電壓穩定，分擔了 vt2的分流作用，提高了開關電源的可靠性。由第二路PWM控制系統工作過程

19、不難看出，VT3的取樣電壓實際上是開關管導通期的正反饋脈沖，因此該電 路在輸入電壓變動時可以有效地穩定正反饋量。此類雙路PWM控制的開關電源，可以將輸出功率近200 W的單端 自激式開關電源的輸入市電電壓穩壓范圍擴大近一倍以上，實現110 V/220 V市電輸入不進行切換的自動適應。自激式隔離開關電源的保護電路開關電源保護電路的作用：一是保護開關電源本身，盡量減少故障率，或者在偶然發生故障時減小其損壞 范圍；二是設置輸出過壓保護，避免損壞負載電路。所以，保護電路按其保護方式，分為故障前保護和故障后 保護。過壓、過流抑制保護，即為故障前保護。發生故障后，防止故障范圍擴大，減小損失的硬保護措施，

20、即為故障后保護。自激式隔離開關電源的保護電路屬故障前保護，常設以下保護電路。軟啟動電路軟啟動電路的特點決定了在開關電源啟動時，開關管振蕩過程中的振蕩脈寬不是突然進入額定脈寬，而是 有一段啟動過程，即可避免接通電源瞬間沖擊電流對元器件的破壞性。以型T1的電路為例進行說明。開機瞬 間，C兩端取樣電壓達到額定值需一定時間，在C充電過程中，誤差放大器檢出的取樣電壓偏低，因而脈寬312312控制電路減小對開關管基極的分流，使振蕩電路脈寬增大，形成開機沖擊電流。脈寬的增大，使開關管在開機 瞬間有一較大的沖擊電流。為了避免這種硬啟動過程帶來的危害，通常在取樣分壓電路中加入軟啟動電路，如 圖2-11中的C。開

21、機后，C在建立充電電壓的過程中，VT基極電流隨C充電電流變化，電容C充電完畢，充電 a312301aa電流近似為零。由取樣分壓器控制vt301的導通程度，開關電源進入正常的穩壓狀態。軟啟動電路的延遲時間一 般為100150 ms，由C和R305的值設定。a.過流保護電路對負載短路過流的保護，一般設在開關電源的輸出電路中，與不隔離式開關電源采用相同的電路。在隔離 式開關電源中，還需設置開關管的過流保護電路，其電路組成見圖6。由VTV?和VS?組成的開關管過流保護電路，接入開關管VT2的基極。電阻R1為V T2發射極電流取樣電阻。 當VT?振蕩脈寬過大時，其平均電流增大，R上產生的壓降超過1.2 V,即二極管V?與VT的B-E結的正向壓降，使 VT導通，將VT基極激勵脈沖短路，VT停振而截止。如果這種過流是瞬態的，當Vt電流恢復正常時，開關電源 可以自動恢復工作；若過流是持續的,，則開關電源保護性停振。2在該述保護電路中，V