1、 . PAGE45 / NUMPAGES47移相全橋軟件開關變換器的設計電氣工程與其自動化 躍 089064117 指導教師：胡雪峰 副教授摘要軟開關技術和數字控制是電力電子領域的重要課題。本文就是對兩者進行有機結合所做的簡單嘗試。軟開關的形式諸多，其中移相全橋零電壓軟開關變換器（Phase-Shift Full-Bridge Zero-Voltage Switching Converter，簡稱PSFB-ZVS變換器）由于結構簡單，控制方便在功率電源中獲得了廣泛的應用。本文針對經典的PSFB-ZVS變換器拓撲進行了細致的分析，推導出電路工作的相關狀態方程。并用MATLAB軟件對主電路進行了仿

2、真，仿真結果證明了理論分析的正確性。在此基礎上，根據既有實驗條件，設計了一臺小功率的樣機，對主電路和測控電路的參數進行了計算和選取，并以ARM STM32F407VG控制器為核心，結合數字PID控制理論實現了對變換器的電壓電流雙閉環控制。利用ARM強大的事務管理機制，設計了友好的的人機界面，提高了裝置的易操作性和靈活性。關鍵字：移相全橋，軟開關，ARM，數字控制ABSTRACTSoft-switching technique along with digital control scheme plays very important role in the subject of power e

3、lectronics.This paper gives a simple try to combine the two techniques.Among so many constructions of soft switch,Phase-Shift Full Bridge ZVS converter has been widely used for medium-high power DC powersupply due to its good performance with simple topology and simple control.Based on detailed anal

4、ysis of the classical PSFB-ZVS converter,parameter calculation equations are derived in this paper.The main circuit is simulated by MATLAB to prove the validity of the theoretical analysis.Restricted by the resources in the laboratory,a low power prototype is made to observe operating mode of the ci

5、rcuit.Both parameter and structure of the main circuit and auxiliary circuit are designed.Based on the lasted ARM STM32F407VG mcu,combined with digital PID control scheme,the converter is operated under the control of voltage-current dual loop. Thanks to the powerful task-managing ability of ARM,a f

6、riendly HMI is built which makes the apparatus easy to manipulate and much more flexible.Keywords: Phase-ShiftFullBridge, Soft-Switching, ARM, Digital Control第一章 緒論1.1 課題背景電源是一切電氣設備的心臟，其重要性不言而喻。由于效率高，體積小等得天獨厚的優點，開關電源在絕大部分場合已取代線性電源而成絕對的主流。但隨著低碳節能的觀念深入人心和電力電子技術的飛速發展，傳統開關電源的地位受到了嚴重的挑戰。為了縮小設備體積，必須提高工作頻率

7、，而開關損耗也將隨之水漲船高，效率會嚴重下降，魚和熊掌不可兼得。軟開關技術正是在這種背景下應運而生。開關變換器的發展趨勢是高頻、高功率密度、小型輕量化。但大多數傳統變換器中的開關器件是在電壓很高或電流很大的條件下開通或關斷，其開關時的電壓和電流波形如圖1.1所示，具有這種開關特性的開關稱為硬開關。開關管工作在硬開關狀態時，由于開關管不是理想器件，在開通時開關管的電壓不是立即下降為零，而是有一個下降時間，同時它的電流也不是立即上升到負載電流，而是有一個上升時間。在開通的這段時間，電壓和電流有一個交疊區，產生損耗，稱之為開通損耗。當開關管關斷時，開關管的電壓不是立即從零上升至電源電壓，同時電流也不

8、是立即下降到零，也有一個下降時間。在關斷的這段時間，電壓和電流也有一個交疊區，產生損耗，稱之為關斷損耗。因此在開關管工作時，不僅有通態損耗還會產生開通損耗和關斷損耗，統稱為開關損耗。在一定條件下，開關管在每個開關周期中的開關損耗是一定的，開關變換器總的開關損耗與開關頻率成正比，開關頻率越高，總的開關損耗就越高，開關變換器的效率就越低。開關損耗的存在限制了開關變換器開關頻率的提高，從而限制了開關變化器的小型化和輕量化。同時，硬開關在開通和關斷時電壓電流快速變化，產生嚴重的開關噪聲。圖 1.1 硬開關過程隨著開關變化器的工作頻率的不斷提高，硬開關將會給變換器帶來如下問題：1）開關損耗大:開通時，開

9、關器件的電流上升電壓下降同時進行；關斷時，電壓上升和電流下降同時進行。電壓、電流波形的交疊產生了開關損耗。該損耗隨開關頻率的提高而急速增大。2）感性關斷電壓尖峰大：當器件關斷時，電路中的感性原件感應出尖峰電壓。開關頻率越高，關斷越快，該感應電壓越高。此電壓加在開關器件兩端，易造成器件擊穿。3）容性開通電流尖峰大：當開關器件在很高的電壓下開通時，儲存在開關器件結電容中的能量以電流形式全部耗散在該器件。頻率越高，開通電流尖峰越大，從而會引起器件過熱損壞。另外，二極管由導通變為截止時存在著反向恢復期，開關管在此期間的開通動作易產生很大的沖擊電流。頻率越高，該沖擊電流越大，對器件的安全運行造成的危害越

10、大。4）電磁干擾嚴重：隨著頻率的提高，電路的di/dt和dv/dt增大，從而導致電磁干擾(EMI)增大，影響整流器和周圍電子設備的正常工作。5）二極管的反向恢復問題：二極管由導通變為截止時存在著反向恢復期，在此期間，二極管處于導通狀態，若立即開通與其串聯的開關器件，容易造成直流電源瞬間短路，產生很大的沖擊電流，輕則造成該開關器件和二極管損耗急劇增加，重則致其損壞。1.2 軟開關的原理和實現1.2.1 軟開關的基本概念開關變換器的高頻損耗問題嚴重妨礙了開關器件工作頻率的提高，采用軟開關（Soft Switching）是解決上面問題的有效途徑。軟開關工作方式與硬開關工作方式不同：理想的零電流軟關斷

11、過程是電流先下降到零，電壓再緩慢上升到斷態值，所以關斷損耗近似為零；理想的零電壓軟開通過程是電壓先下降到零，然后電流再緩慢上升到正常值，所以開通損耗近似為零，從而解決了容性開通的問題。同時，di/dt,dv/dt的降低使得電磁干擾問題得以解決。軟開關技術實際上是利用電容與電感諧振，使開關器件中的電流（或電壓）按正弦或準正弦規律變化，當電流過零時，使器件關斷；當電壓過零時，使器件開通，實現開關損耗為零。通過在基于硬開關的開關電路中引入很小的電感L、電容C等諧振元件，便可在開關過程前后引入諧振過程，開關開通前電壓先降為零，或關斷前電流先降為零，就可以消除開關過程中的電壓、電流的重疊，降低他們的變化

12、率，從而大大減小甚至消除損耗和開關噪聲。具有這種開關特性的開關稱為軟開關，應用軟開關的電路稱為軟開關電路。軟開關電路中典型的開關過程如圖1.2所示。圖 1.2 典型軟開關過程1.2.2 軟開關的分類軟開關可以分為兩類,即零電壓開關和零電流開關。1）零電壓開關（ZVS）：開關開通前兩端電壓已降為零，這樣開關開通時就不會產生損耗和噪聲，這種開通方式為零電壓開通；與開關并聯的電容能延緩開關關斷后電壓上升的速率，從而降低關斷損耗，有時稱這種關斷過程為零電壓關斷，關斷時不會產生損耗和噪聲。2）零電流開關（ZCS）：使開關關斷前其電流為零，則開關關斷時也不會產生損耗和噪聲，這種關斷方式稱為零電流關斷；與開

13、關串聯的電感能延緩開關開通后電流上升的速率，降低了開通損耗，這種開通方式稱之為零電流開通。1.2.3 軟開關變換器的拓撲軟開關技術在改善功率開關器件工作狀態方面效果明顯，使開關電源的高頻化成為可能。按軟開關電路的調制方式，可將其分為PFM軟開關和PWM軟開關。PFM軟開關電源結構簡單，但工作頻率不恒定，給變壓器、電感等磁性元件的優化設計帶來一定的困難。此類軟開關電源適用于負載、輸入電壓相對穩定的應用場合。全諧振變換器、準諧振變化器(QRCs)和多諧振變化器（MRCs）屬于PFM控制方式。PWM控制方式軟開關電源，工作在恒頻模式，大大方便了磁性元件的優化設計，是軟開關電源中應用最廣泛的控制方式。

14、零開關PWM變換器零轉換PWM變換器以與移相全橋軟開關屬于PWM控制方式。各種軟開關變換器的拓撲可以分為以下幾類：1）全諧振變換器全諧振變換器（Resonant Converters）一般稱之為諧振變換器，實際上是負載諧變換器。按照諧振元件的諧振方式，分為串聯諧振變化器（Series Resonant Converters,SRCs）和并聯諧振變化器（Parallel Resonant Converters，PRCs）兩類。按負載與諧振電路的連接關系也可分為兩類：一類是負載與諧振回路相串聯稱之為串聯負載諧振變換器（Series Load Resonant Converters，SLRCs），另

15、一類是負載與諧振回路相并聯稱之為并聯負載諧振變換器（Parallel Load Resonant Converters，PLRCs），在諧振變換器中,諧振元件一直諧振工作，參與能量變換的全過程。諧振變換器與負載關系密切，對負載的變化很敏感，一般采用頻率調制的方法。串聯諧振變換器、并聯諧振變換器如圖1.3所示。圖 1.3 全諧振變換器2）準諧振變換器準諧振電路是最早出現的軟開關電路，其中有些現在還在大量使用。準諧振電路可以分為 零電壓開關準諧振電路（Zero-Voltage-Switching Quasi-Resonant Converter,ZVS QRC）。 零電流開關準諧振電路（Zero-

16、Current-Switching Quasi-Resonant Converter,ZCS QRC） 零電壓開關多諧振電路（Zero-Current-Switching Multi-Resonant Converter,ZVS MRC）準諧振電路中電壓或電流的波形為正弦半波，因此稱之為準諧振。諧振的引入使得電路的開關損耗和開關噪聲都大大下降，但也帶來一些負面問題：準諧振電壓峰值很高，要求器件耐壓必須提高；諧振電流的有效值很大，電路中存在著大量的無功功率的交換，造成電路導通損耗加大；諧振周期隨輸入電壓、負載變化而變化，因此電路只能采用脈沖頻率調制（Pulse Frequency Modulat

17、ion,PFM）方式來調制，變化的開關頻率給電路設計帶來困難。零電流開關準諧振變換器（ZCS QRC）、零電壓開關準諧振變換器（ZVS QRC）、零電壓開關多諧振變換器（ZCS MRC）的基本開關單元如圖1.4所示。 圖 1.4 準諧振軟開關基本單元3）零開關PWM電路零開關PWM電路中引入了輔助開關來控制諧振開始的時刻，使諧振僅發生于開關過程的前后。零開關PWM電路可以分為： 零電壓開關PWM電路（Zero-Voltage-Switching PWM Converter,ZVS PWM）。 零電流開關PWM電路（Zero-Current-Switching PWM Converter,ZCS

18、 PWM）。這兩種電路的基本開關單元如圖1.5所示。與準諧振電路相比，這類電路有很多明顯的優勢：電壓和電流基本上是方波，只是上升沿和下降沿較緩，開關承受的電壓明顯降低，電路可以采用頻率固定的PWM控制方式。圖 1.5零開關PWM基本單元4）零轉換PWM電路零轉換PWM電路也是采用輔助開關控制諧振開始的開始時刻，所不同的是，諧振電路是與主開關并聯的，因此輸入電壓和負載電流對電路的諧振過程影響很小，電路在很寬的輸入電壓圍和從零負載到滿載都能工作在軟開關狀態。而且電路中無功功率的交換被削減到最小，這使得電路效率有了進一步的提高。零轉換PWM電路可以分為：零電壓轉換PWM電路（Zero-Voltage

19、-Transition PWM Converter,ZVT PWM）。零電流轉換PWM電路（Zero-Current-Transition PWM Converter,ZCT PWM）。這兩種電路的基本單元如圖1.6所示。圖 1.6 零轉換PWM基本單元5）移相全橋軟開關變換器后文將針對移相全橋零電壓開關變換器作詳細的討論，在這里先作簡答介紹。移相全橋電路是目前應用最廣泛的軟開關電路之一，最大的特點是結構簡單（如圖1.7所示），可以采用恒頻PWM控制，同硬開關全橋電路相比，并沒有增加輔助開關等元件，而是僅僅增加了一個諧振電感，就使得電路中四個開關器件都在零電壓的條件下開通。圖 1.7 移相全橋

20、變換器移相全橋軟開關變換器通過改變全橋對角線上下開關管驅動信號移相的大小來調節輸出電壓，讓超前臂開關管控制極上的電壓領先于滯后臂開關管上控制極的電壓一個相位，并對同一橋臂的兩個反相驅動信號設置不同的死區時間，巧妙的利用變壓器漏感和開關管結電容與變壓器一二次側之間的寄生電容來完成諧振過程，實現零電壓或零電流開通或關斷，錯開開關器件大電流與高電壓同時出現硬開關狀態，減小了開關損耗與干擾。移相全橋軟開關變換器不增加或只需增加很少元件，除了具有傳統全橋變換器中開關器件電壓電流額定值較低、功率變壓器利用率高、輸出功率大等優點外，還實現了開關器件的軟開關，但此類變換器有一個明顯的缺點，即變壓器二次側存在占

21、空比丟失現象，而滯后臂的軟開關圍受負載、輸入電壓等多種因素的影響。如何減小二次側占空比的丟失，增大滯后臂軟開關圍是移相全橋軟開關變換器需要深入研究的問題。1.3 開關電源的數字化控制隨著微電子技術、計算機技術的發展，以與數字控制理論的成熟和發展，數字控制系統的優勢日益明顯。近年來，數字控制技術在電力電子領域獲得了廣泛的應用，采用以微機為基礎的數字控制替代模擬控制已成為現代電力電子電路控制的重要發展趨勢。相對模擬控制系統，數字控制系統一般具有下列優勢：1）系統緊湊，通用性強，可一機多用，性能價格比高。與模擬控制系統不同，數字控制系統的控制方案并不是全部體現在硬件電路上，而是主要集中在控制程序，即

22、軟件上。用于控制的微處理器，又稱微控制器，往往具有豐富的片外設可供使用。因此，系統的硬件設計一般比緊湊。而且，在硬件配置確定之后，系統始終具有較強的通用性，仍可選擇多種控制方案。另外，微控制器部資源豐富，還可進行分時處理，故容易實現一機多用，達到較高的性能價格比。2) 控制規律靈活，且可在線修改控制算法或參數。數字控制系統中，若想改變控制規律，一般只需改變控制程序，硬件結構則可保持不變。因此，可以方便地嘗試各種可能的控制規律，甚至可以在控制程序中根據控制對象的不同工況在線、實時地變更控制算法或參數，實現所謂的變結構、自整定控制。3) 可以實現許多先進、復雜的控制算法，可望從根本上提高系統的性能

23、指標。電力變換器往往受電網波動和負載變化的雙重影響，且高頻工作下的開關器件和儲能元件均會偏離其理想特性。這樣，控制對象的精確模型就無法獲取，經典控制理論遇到了一定的困難。而現代控制理論或智能控制理論涉與到的許多復雜運算，是模擬系統無法或難以完成的，但具備運算、記憶和判斷能力的微處理器則擅長于實現這類算法。4) 抗干擾能力強，可以獲得較高的穩定性和控制精度。數字控制使用的是以“l”、“0”表示的邏輯“高”、“低”電平，區分明顯，不易受外界干擾和元件參數老化、漂移的影響。另外，數字調節器的控制精度不象模擬調節器那樣取決于元器件的精度，而是主要取決于機器字長和運算誤差。一般來說，元器件的精度很難達到

24、10-3，而數字調節器的運算精度則很容易達到這個數量級。5) 便于實現控制、管理與通信的結合，可提高分布式系統的自動化程度和可靠性。隨著分布式電源系統的發展，數字控制系統的網絡通信和集中監控功能也越來越受到重視。目前用于實現開關電源數字化控制的主要手段有：1）專用的大規模集成電路（ASIC）使用簡單，無需編程，但靈活性受限。2）使用可編程邏輯器件（CPLD，FPGA等），能夠靈活的的搭建自己的邏輯電路，具有強大的并行處理能力，對于發生復雜的驅動信號非常有效，但由于缺乏數學運算能力，通常需要配合其他MCU或DSP或者嵌入軟核。3）使用微控制器，如單片機，DSP，ARM等。它們具有極好的快速運算、

25、信息存儲、邏輯判斷和數據處理能力，以與豐富的片外設，因此很容易實現電力電子變換器系統中的許多控制要求，在電力電子變換器中得到了日益廣泛的應用。作為嵌入式處理器的領頭軍，ARM發力于MCU市場，推出了基于V7架構的32位Cortex M系列微處理器，具備強大的運算能力和豐富的外設，本文將采用最新的基于Cortex-M4的STM32F407處理器作為控制核心。1.4 本文的主要容 本文結合軟開關技術和數字控制技術，選取了應用廣泛的移相全橋零電壓軟開關拓撲和最新的ARM Cortex-M4控制器，設計了一臺數字控制的軟開關DC/DC變換器。第一章討論了軟開關出現的背景，簡要介紹了各種不同類型的軟開關

26、電路。同時闡明了數字控制帶來的好處。第二章詳細分析了移相全橋零電壓開關變換器的工作原理，推導了相應的狀態方程，總結了該變換器的特點和缺陷，并給出了一些改進的拓撲。第三章介紹主電路的MATLAB仿真，給出了仿真參數設置，仿真結果波形，并對仿真結果作出分析。第四章設計了硬件電路，包括主電路以與控制電路。第五章介紹系統的軟件部分，如ARM控制器簡介，數字PID原理，移相信號的發生，系統UI的設計等。第六章對實驗情況進行了簡單介紹，并分析了實驗結果和不足之處。第二章 PSFB-ZVS變換器工作原理分析2.1 全橋變換器與其控制策略移相全橋零電壓開關變換器（PSFB-ZVS Converter）的基本拓

27、撲仍然是全橋變換器，和普通硬開關全橋變換器相比，只是采取了特殊的控制方式實現了軟開關。所以在正式分析PSFB-ZVS變換器之前，有必要對全橋變換器的各種控制策略予以介紹。全橋變換器由于開關管承受電壓小、額定電流小、高頻變壓器利用率高等優點獲得了廣泛的應用，特別是在功率的開關電源中。下圖（圖2.4）為基本全橋電路的拓撲和關鍵波形。圖 2.1 全橋變換器基本拓撲和主要波形全橋電路的控制方式一般分成四種：雙極性控制方式、有限雙極性控制方式、不對稱控制方式、移相控制方式，各種控制方式的驅動信號如圖2.2所示：圖 2.2 各種控制方式對應的驅動信號1) 雙極性控制方式：斜對角的兩只開關管S1、S4和S2

28、、S3同時開通和關斷，開通時間不超過半個周期，即導通角不超過180。2) 有限雙極性控制方式：在正半周期中，S4一直開通，S1只開通一段時間；負半周期中，S2一直開通，而S3只開通一段時間，由于S4、S2分別在Sl、S3之后關斷，可定義S1、S3為超前橋臂，S2、S4為滯后橋臂。3) 不對稱控制方式：斜對角的兩只開關管S1、S4和S2、S3同時開通和關斷，與(1)中不同的是，該方式中開通和關斷是互補的。且S1、S4的開通時間和S2、S3的開通時間是不一樣的，因此變壓器兩端的交流方波電壓不對稱。4) 移相控制方式：每個橋臂的兩個開關管180互補導通，并插入一定的死區Td。兩個橋臂的開關管導通差一

29、個相位，即所謂移相角Ps。兩個有一個相位差的電壓疊加后輸送給負載，通過調節移相角的大小來調節輸出電壓。由于S1、S3的驅動信號分別超前于S2、S4，可定義S1、S3為超前橋臂，S2、S4為滯后橋臂。從控制策略來看，由于控制方式(1)、(3)斜對角的兩只開關管同時關斷，因此一般不能實現軟開關。而控制方式(2)、(4)斜對角的兩只開關管關斷時間錯開，一只先關斷，一只后關斷，適宜實現軟開關。2.2 移相全橋ZVS變換器工作模態分析移相全橋零電壓開關變換器的主電路拓撲如圖2.3所示。和基本全橋變換器相比，僅僅增加了諧振電感Lr。四個開關管組成了兩個橋臂，其中S1，S3為超前臂，S2，S4為滯后臂。C1

30、、C2、C3、C4為開關管的寄生電容，也可能包括外接的諧振電容。Cb為隔直電容，用于防止變壓器發生直流磁偏。S1、S3的驅動信號超前于S4、S2一個0180的移相角，改變這個角度可以調節輸出電壓的的的大小。圖 2.3 移相全橋ZVS變換器主電路為了方便分析，我們假定以下條件成立：1) 忽略所有開關管，二極管上的導通壓降且視開關過程是理想的；2) 電路中的電容、電感和變壓器均視為理想元件；3) Lf*K2Lr，K是高頻變壓器原邊和副邊的匝數比。在一個開關周期中，移相全橋零電壓開關變換器的工作過程可以分為12個模態，主要波形如圖2.4所示。現對其前半個周期的六個工作模態進行分析。圖 2.4 移相全

31、橋關鍵波形分析起點（t0時刻）：如圖2.5所示。S1和S4導通，原邊電流ip的路徑為VinS1LrTrCbS4。副邊DR1導通，DR2截止，能量由原邊向副邊傳輸。圖 2.5 t0時刻等效電路圖 2.6 不同模態對應的等效電路模態1（t0-t1）：如圖2.6（a）所示。t0時刻S1被關斷，由于電感中的電流不能突變，原邊電流將轉移至C1、C3支路，即C1被充電，電壓逐漸升高，C3被放電，電壓逐漸下降。由于放電電流包括濾波電感Lf中的電流，因此對C3而言，可近似看做恒流放電。由于C1的電壓從零逐漸升高，故S1是零電壓關斷。這個模態中電容C1、C3上的電壓和原邊電流ip為： (2.1) (2.2) (

32、2.3)等到t1時刻時，C3電壓被放電至0，S3的反并聯二極管D3導通續流，模態1結束。該模態持續的時間為： (2.4)模態2（t1-t2）：如圖2.6（b）所示，S3兩端的電壓在D3導通后被鉗位至零，如果此時開通S3,則為零電壓開通。如果開關是MOSFET的話，電流會流過MOS管。如果是IGBT的話則仍由二極管續流。S3和S1的驅動信號死區時間td(lead)應滿足： (2.5)在續流的這段時間，原邊電流為濾波電感電流反射到變壓器原邊的值，即 (2.6)該模態結束時（t2時刻），原邊電流減小至I2。模態3（t2-t3）：如圖2.6（c）所示，t2時刻時，S4被關斷，由于電感電流不能突變，ip

33、將轉移至C2和C4支路,即C2被放電,C4被充電。由于C4上的電壓是逐漸上升的，因而S4是零電壓關斷。同時由于uAB=-uC4,兩個橋臂中點的電壓變為負值，導致變壓器原邊電壓為上正下負，副邊為下正上負，故DR2導通，兩個二極管同時導通進入換流狀態，使副邊輸出電壓為0，導致原邊電壓也為0，電源電壓直接加在諧振電感Lr上，這個模態中的相關狀態方程為： (2.7) (2.8) (2.9)式中，。在這個模態結束時（t3時刻），C2上的電壓被放電至0，D2導通續流： (2.10)模態4（t3-t4）：如圖2.6（d）所示，S2兩端的電壓在D2導通后被鉗位在零電位，如果此時打開S2則S2為零電壓開通。為了

34、實現S2的零電壓開通，要求S2和S4驅動信號之間的死區時間滿足： (2.11)若開關為MOSFET，則此時電流會流過開關，若為IGBT則不會流過電流，仍由D2續流，諧振電感的儲能回饋給輸入電源。整流二極管DR1和DR2同時導通導致副邊電壓為0，因此原邊繞組兩端的電壓也為0，電源電壓全部加在諧振電感Lr上，使得原邊電流Ip迅速下降。原邊電流表達式為： (2.12)該模態結束時（t4時刻），原邊電流由ip(t3)減小至0，二極管D2、D3截止，S2、S3中將會流過電流。該模態持續的時間為： (2.13)模態5（t4-t5）：如圖2.6(e)所示，原邊電流逐漸減小，在t4時刻減小至0并繼續向負方向增

35、加，流經S2、S3。由于變壓器原邊電流ip不足以提供負載電流，濾波電感的電流仍通過兩個整流二極管換流。故原邊繞組上的電壓依然保持為0，電源電壓仍完全加在諧振電感Lr上，原邊電流表達式為： (2.14)這個模態結束時（t5時刻）原邊電流增加到等于濾波電感電流在原邊的反射值-Ilf(t5)/K，這時DR1截止，電感電流全部轉移到DR2中。模態5持續時間為： (2.15)模態6（t5-t6）：如圖2.6(f)所示，t5時刻以后，原邊開始向副邊傳輸能量，原邊電流表達式為： (2.16)由于LrK2Lf,上式經簡化可得到： (2.17)在t6時刻，S3關斷，變換器開始另半個周期的工作，和前半周期的工作狀

36、況是一致的，只不過是有前半周期是由S1、S4導通換相至S2、S3而后半周期是由S2、S3導通換相至S1、S4，不再贅述。2.3 變換器主要特點分析2.3.1 實現ZVS的條件通過上面的分析可以得到，實現開關管的ZVS操作需要足夠的能量用來：1) 給將要開通的開關管并聯電容放電，使其電壓下降至零；2) 給同一橋臂將要關斷的的開關管的并聯電容充電至電源電壓；3) 抽走變壓器原邊繞組寄生電容CTR上的電荷。因此，為了實現ZVS，在能量上應滿足 (2.18) 超前橋臂實現ZVS超前臂實現ZVS的條件相對寬松。因為超前臂的開關管的零電壓開通條件是由Lr和Lf中的儲能共同創造的。在超前臂的諧振過程中，濾波

37、電感和諧振電感可以看作是串聯的，它們共同給超前臂開關管的結電容放電，因Lf較大，放電的過程可以看做是一個恒流放電的過程。超前臂的死區時間應滿足： (2.19) 滯后橋臂實現ZVS滯后臂相對超前臂的零電壓開通條件較為苛刻。因為滯后臂的零電壓開通條件完全是由諧振電感Lr中的儲能創造的。在滯后臂諧振的過程中，副邊兩個二極管同時導通，導致原邊電壓為0，Lr和C2、C4發生諧振，也就是說實現零電壓操作的能量完全是由Lr提供的。而Lr較小，當負載較輕時，就可能無法提供足夠的能量。由此可見，如果要實現滯后臂開關管的ZVS操作，應滿足下列條件：1）諧振電感Lr中存儲的能量大于并聯電容中的存儲的能量 (2.20

38、)CTR通常很小，如果忽略不計則有 (2.21)2) 滯后臂兩個開關之間插入的死區時間應滿足 (2.22)通過求解以上兩個不等式，可以得出諧振電感和諧振電容的合適值，不同的Lr和Clag對零電壓開通過程的影響如下所示：圖2.7諧振電感電容對諧振過程的影響Lr和Clag均不宜過大或過小，兩者應根據實際情況協調選取，另外還要考慮Lr對占空比丟失的影響。2.3.2 副邊占空比丟失移相全橋零電壓開關變換器有一個很重要的現象，就是副邊占空比的丟失。占空比丟失是指副邊輸出電壓的占空比DS小于橋臂中點間的電壓占空比DP，兩者之間的差值DP-DS為占空比丟失的大小Dloss。由圖2.6可以看出，當變壓器的原邊

39、電流在正方向和負方向間切換時，由于其不足以提供負載電流，使副邊的兩個整流二極管同時導通，副邊輸出電壓為零。換流的這段時間為： (2.23)這段時間就是占空比丟失的時間，故丟失的占空比為： (2.24)由此我們可以看到，占空比丟失的大小和很多因素有關。如果要減少占空比的丟失，就需要減小諧振電感，而諧振電感的減小可能導致無法實現滯后臂的零電壓開通。因此，對于基本移相全橋拓撲來說，占空比丟失大小和零電壓開通的負載圍是矛盾的。解決這個問題的辦法是對基本拓撲進行改進。2.4 其他改進型PSFB-ZVS拓撲由上一節的分析可知，基本PSFB-ZVS拓撲的零電壓開通圍受負載影響較大，為了拓展滯后臂零電壓開通的

40、圍，需要在原邊加入串聯諧振電感，但這又會導致副邊占空比丟失加劇，導致輸出電壓下降甚至給設備造成損壞。為了解決占空比丟失和零電壓開通圍的矛盾，以與邊整流二極管有嚴重的高頻寄生振蕩以與電壓過沖的問題，人們提出了很多改進型的拓撲，目前主要有以下幾種方案：1）通過增加勵磁電流來實現零電壓開通。利用勵磁電流可以實現變換器的全負載圍零電壓開關，但是增加勵磁電流也就增加了初級電流，因而增加了開關管的通態損耗和變壓器的功耗，不利于提高變換器的轉換效率。2）原邊采用飽和電感。原邊加飽和電感的全橋變換器原理圖如圖2.8(a)所示，此法可在較寬負載圍實現零電壓開關，能抑制初級電流尖峰，比單純地在變壓器原邊串聯諧振電

41、感的方法占空比丟失要小得多。但磁芯上的損耗很大，飽和電感的發熱很嚴重。3）為滯后臂增加輔助LC諧振網絡。其原理圖如圖2.8(b)所示，此方法是在滯后臂上并聯一個LC輔助支路，當滯后臂的開關管開關時，漏感電流和輔助電路的電感電流同時給并聯電容充放電，從而在較寬圍實現滯后臂的零電壓開關。圖2.8 改進型拓撲4) 加入可控的輔助電路。如圖2.9(b)所示，該拓撲的優點是副邊占空比丟失小，輔助開關管和輔助電感以與滯后臂的通態損耗小，輔助電路中所有器件的電壓電流應力小，且電流應力與負載無關，比負載電流小得多，電壓應力則等于變換器的輸入電壓。但該電路也存在不足：增加了兩個輔助開關管，需要增加兩套驅動電路，

42、增加了電路的復雜性，且兩個開關管是硬開關的，存在關斷損耗。5）變壓器原邊加鉗位二極管和換向電感輔助諧振換流網絡。如圖2.9(a)所示。該拓撲的優點是不但拓寬了滯后臂的ZVS圍還有效地抑制了副邊寄生振蕩，缺點是由于在原邊串接了換向電感，在負載較重時，副邊占空比丟失嚴重，原邊所加的鉗位二極管工作在硬開關狀態下，二極管反向恢復損耗大且會產生嚴重的電磁干擾。圖2.9 改進型拓撲2.5 本章小結本章首先介紹了基本全橋DC/DC變換器的幾種控制策略，然后引出移相全橋零電壓變換器，詳細分析了變換器的幾個工作模態，并給出了相應的等效電路，狀態方程和工作波形。總結了變換器的幾個重要特性，如實現零電壓的條件，副邊

43、占空比的丟失，最后簡要的介紹了幾種針對基本PSFBZVS變換器不足進行改進的拓撲。本章為后面的仿真和硬件設計提供了重要的理論依據。第三章 變換器的MATLAB仿真3.1 MATLAB/Simulink簡介Matlab是由Math Work公司開發的一種功能強大的用于數值計算與可視化圖形處理的科學計算軟件。MATLAB是Matrix Laboratory(矩陣實驗室)的縮寫。它將數值分析、陣計算、圖形圖像處理和仿真等諸多強大功能集成在一個極易使用的交互式環境中，為科學研究、工程設計提供了一種高效率的編程工具，在動態仿真中被廣泛采用。目前，MATLAB已經廣泛用于理工科大學從高等數學到幾乎各種專業

44、課程之中，成為這些課程進行虛擬實驗的有效工具。在控制、通訊、信號處理與科學計算等領域中，MATLAB都被廣泛地應用，已經被認可為能夠有效提高工作效率、改善設計手段的工具軟件，掌握了MATTLAB就好比掌握了開啟這些專業領域大門的鑰匙。 盡管Matlab大大提高了編程效率，但仿真計算時仍需要編程。如果控制系統的結構比較復雜，通過編程將模型輸入計算機仍顯得十分麻煩。1992年Math Works公司推出交互式模型輸入與仿真環境Simulink，用戶只要在模型窗口上調出各個系統環節，并用連線將它們串接起來，即可利用Simulink提供的功能對系統進行仿真和分析。Simulink的這種模型表示方法與自

45、動控制中常用的方塊圖表示法極為類似，所以很容易將一個復雜系統的模型輸入到計算機中。和Matlab相比，Simulink不僅界面友好，而且支持更靈活的模型描述手段：用戶既可直接用方塊圖來輸入仿真模型，也可用Matlab語言編寫M文件來輸入，還可將上述兩種方法交叉混合使用，既可對連續系統也可對離散系統進行仿真，還適合于采樣保持系統。同時，它也具有能在仿真進行的過程中動態改變仿真參數的功能。Smulink原本是為控制系統的仿真而建立的工具箱Toolbox，在使用中，它很容易編程、易拓展，并且可以解決一般難以解決的非線性、變系數等問題；它能支持連續系統和離散系統的仿真，支持連續離散混合系統的仿真，也支

46、持線性和非線性系統的仿真，并且支持多種采樣頻率系統的仿真，也就是不同的系統能以不同的采樣頻率組合，這樣就可以仿真較大、較復雜的系統。因此，各學科領域根據自己的仿真需要，以MATLAB為基礎，開發了大量的專用程序，并把這些程序以模塊的形式都放入到Simulink中，形成了模塊庫SIMULINK Library Browser。從SIMULINK 4.1版開始有了電力系統模塊庫(Power System Blockset),在SIMULINK環境下用電力系統模型庫的模塊可以方便地進行RLC電路、電力電子電路、電機控制系統和電力系統的仿真。本文利用MATLAB Simulink對變換器的主電路和數字

47、PID控制回路進行了仿真。3.2 主電路仿真利用MATLAB/Simulink搭建的主電路仿真模型如下：圖 3.1 主電路仿真模型開關管的并聯諧振電容和反并聯二極管在部設置，未畫出。其中PS_Driver為封裝成Subsystem的驅動模塊，用于產生移相全橋所需的帶死區移相驅動信號，如下圖所示：圖 3.2 驅動模塊最終的設計目標是20V升100V，頻率24KHZ,功率100W的DC/DC變換器，按照設計目標設定的仿真參數如下： 輸入電壓Vin=20V 負載電阻RL=120 開關管導通阻RDS_ON=0.01，諧振電容C=100nF 諧振電感Lr=3uH，隔直電容Cb=100uF 變壓器原副邊變

48、比K=1:8，原邊自感100uH 濾波電感Lf=2mH，濾波電容Cf=220uF 開關頻率20KHz，移相角PS=30，橋臂死區0.5us仿真得到的波形如下：（1）驅動信號 圖3.3 驅動波形（2）輸出電壓 圖 3.4 輸出電壓（3）電壓UAB和整流輸出電壓Urec 圖 3.5 UAB和Urec可以很明顯的看到，在UAB由零上升到Vin后，整流輸出電壓Urec仍保持為零一段時間，即發生了占空比丟失現象。因為在這段時間，原邊電流仍不足夠提供負載電流，副邊兩個二極管同時導通導致副邊電壓為零。當原邊電流上升達到濾波電感電流的反射值時，二極管換流結束，原邊開始向副邊傳輸能量。原邊電流和二極管電流如下圖

49、所示：（4）原邊電流和二極管電流 圖 3.6 原邊電流和二極管電流仿真得到的波形和理論分析是一致的。超前臂關斷后，原邊電流緩慢下降，滯后臂關斷引發副邊二極管換流，原邊電流快速變化，過零后向相反方向增大，直到等于副邊電感電流的反射值時，換流結束，電流緩慢增加，能量由原邊向副邊傳遞。（5）開關管零電壓開關波形 超前臂： 滯后臂 圖3.7 開關管零電壓開通波形由以上兩圖可以看出在額定負載時(120歐)時，超前臂和滯后臂均實現了ZVS。開通信號到來之前，開關管兩端的電壓已下降至零，故為零電壓開通。關斷后由于并聯電容的作用，兩端電壓緩慢上升，故為零電壓關斷。（6）濾波電感電流波形 圖 3.8 濾波電感電

50、流3.3 閉環控制的仿真在實際的電源系統中，通常要求輸出電壓恒定。然而在開環狀態下，由于負載大小的變化，輸入電壓的變化，以與變換器本身元件的穩定性等諸多原因，輸出不可能穩定，因此需要對變換器進行反饋控制。PID控制是連續控制理論術最成熟，應用最廣泛的一種控制技術。它結構簡單，參數調整方便，是在長期工程實踐中總結出來的一套方法。為了給后面的數字PID控制奠定基礎，在此用MATLAB對變換器進行了PID控制的仿真。模型如下：圖 3.9 閉環仿真模型控制方法采用了簡單的電壓單閉環PID控制方式，簡單，穩定，參數整定方便。由于最終輸出的是移相值，該值越大，輸出越小，所以誤差信號E=Vo-Vref而不是

51、Vref-Vo。誤差信號經過PID Controller計算，為了防止超出移相的上下限，接入了Saturation模塊，最后經過Gain比例縮放輸入到PS_Driver作為移相控制信號。PID的參數調整采用了在線整定法，首先根據經驗和估計設定一定的值，觀察系統的動態和靜態響應，作出相應的調整。當系統的快速性不夠時，需要增加Kp，當穩態誤差長時間不能消除時需要增加Ki。系統的響應曲線如下所示：（1）額定負載時啟動（2）突加負載（100至50）圖 3.10 系統響應曲線3.4 本章小結本章利用MATLAB軟件首先對移相全橋零電壓變換器主電路進行了仿真，給出了相應的仿真參數和關鍵波形，仿真結果與理論

52、分析一致，超前臂和滯后臂均很好的實現了零電壓開關，但存在占空比丟失現象。接著對系統進行了簡單閉環控制的仿真，能夠保持輸出電壓的穩定，但有明顯的超調和震蕩現象，參數還有待進一步調整。在負載突變時，電壓跌落較小，調節過程較短，有較好的動態響應。主電路和閉環控制的仿真為后面的硬件設計和控制系統設計提供了很好的依據。第四章 硬件電路設計4.1 主電路設計設計的目標是一臺20V輸入，100V輸出，開關頻率24K，功率100W的升壓DC/DC軟開關變換器。根據前面的理論分析和仿真實驗，擬定的硬件參數如下。 變壓器高頻變壓器的設計是開關電源設計的關鍵所在，變壓器的設計主要有以下幾個要點：一是磁芯材料的選擇，

53、二是磁芯結構與尺寸的選擇，三是變壓器原副邊匝數比的確定，四是導線線徑的確定，最后就是繞制方法的設計了。根據變換器的功率，利用AP乘積法，得出EE30型PC40材質鐵氧體磁芯符合要求，保留一定的裕度，結合實驗室條件，最終選擇了EE42型鐵氧體磁芯。24Khz時，銅導線的穿透深度約為0.4mm,原邊電流為5A，銅導線的載流量按照6A/mm2計算，直徑1.0mm的導線兩股并繞能夠滿足要求。副邊電流約1A，選擇0.4mm的銅導線繞制。為了防止磁芯的飽和，加入0.5mm的氣隙，根據電感量和匝比的要求，本著減小漏感的原則，采用治繞法，先用1.0mm導線在最層繞16匝，作為原邊層1，然后用0.4mm導線在中

54、間繞120匝作為副邊，最后用1.0mm導線在最外層繞16匝作為原邊層2。將層1和層2并聯作為最終的原邊繞組。經實測原邊自感Lm=112uH，漏感Lk=1.2uH。 開關管開關管的選擇主要考慮耐壓，電流容量和導通阻，個別情況需要考慮開關速度，結電容，性價比等。從理論上分析，移相全橋開關管承受的電壓不會超過Vin,但受各種寄生參數的影響，總是有一些震蕩帶來尖峰，因此需要保留一定的容量。最終選擇了仙童公司的FQA140N10，耐壓100V，電流容量140A，導通阻0.01。 整流二極管本變換器屬于升壓型變換器，輸出電流較小，副邊繞組匝數多。所以沒有采用全波整流而采用全橋整流的方式，這樣可以節省變壓器

55、空間。整流管的的選擇主要考慮電流容量，反向耐壓，恢復時間等。由于是整流管工作在高頻狀態下，需要快恢復型電力二極管，以降低反向恢復產生的損耗。根據既有條件，選擇IXYS公司的 15I-300PA型超快恢復二極管，電流15A，耐壓300V，恢復時間35ns。 濾波電感和濾波電容濾波電感的選取一般應使電路中電流的波動不超過10%,但過大會影響電路的動態響應。濾波電容越大，輸出電壓紋波越小，但過大也會減慢系統的動態響應，增大裝置的體積。同時還要考慮等效串聯電阻和等效串聯電感。根據理論分析和仿真的結果，濾波電感采用1.0mm漆包線在4cm的鐵硅鋁環形磁芯上繞20匝，實測電感量為2.3mH，濾波電容選用2

56、50V，220uF電解電容并聯。 隔直電容由于各種原因，例如驅動信號不完全對稱，開關管的導通阻不完全一樣等等都會造成橋式變換器的變壓器在一個周期脈沖正負不平衡，造成直流磁偏，磁芯飽和，甚至損壞開關管。因此需要串聯隔直電容。一般應使隔直電容上的最大電壓不超過輸入電壓的10%。即VCb0.1Vin，IpTs/430uF。實際選擇47uF的無極性薄膜電容。4.2 電壓檢測電路由于變換器輸出的是高壓，而閉環控制需要對輸出電壓進行采樣，為了保證控制系統的安全和減少主電路對控制電路的干擾，需要對主電路的輸出進行隔離采樣，而不能采用簡單的分壓電阻形式。通常隔離采樣的方案有：電壓互感器，成本低廉，適合于測量交

57、流電壓，受磁滯的影響，響應較慢。霍爾電壓傳感器，利用磁平衡的原理進行測量，響應較快，交直流均適用，由于價格昂貴常應用于高端場合。光耦隔離測量。使用用超級線性光耦可以將電氣量轉化為相應的光照大小，由光電二極管接受并還原為電氣量，從而完成信號隔離和比例傳輸。此種方法成本低廉，性能優良，在直流采樣方面有較強的實用性。本設計采用HCNR200線性光耦作為電壓隔離采樣的核心器件。HCNR200是美國Agilent公司推出的高精度線性光耦，具有低成本、高線性度、高穩定度、頻帶寬、設計靈活的優點，通過外接不同的分立器件，可以實現多種光電隔離轉換電路。實際的檢測電路如下：圖 4.1 電壓檢測電路變換器的輸出電

58、壓經過R1,R2分壓，濾波后得到約3V左右的電壓，由運放和線性光耦隔離后再經運放A2恢復原來的大小，C6，R7，C7構成RC濾波器，用于濾除輸出電壓中的高頻成分。D2為3.3V穩壓二極管，避免輸出電壓超過MCU的AD端口最大值，損壞MCU。4.3 電流檢測電路為了實現對變換器的電流電壓雙閉環控制，和實現過流保護，需要檢測電感電流，使用采樣電阻的方式是成本最低，最簡單的方式。但由于和主電路不隔離，所以對本系統不適用。通常的隔離型電流檢測方式有電流互感器，霍爾閉環電流傳感器等。本系統采用新型的ACS712型電流傳感器。它也利用了霍爾效應檢測電流磁場的大小來檢測電流大小的，但和閉環型霍爾傳感器不同，

59、它是開環的。盡管性能與不上后者，但大大減小了體積和成本，還是有相當的應用前景的。ACS712是Allegro公司新推出的一種線性電流傳感器，該器件置有精確的低偏置的線性霍爾傳感器電路，能輸出與檢測的交流或直流電流成比例的電壓。具有低噪聲，響應時間快(對應步進輸入電流，輸出上升時間為5uS )，5 0千赫帶寬，總輸出誤差最大為4 ，高輸出靈敏度 (66mV/A-185mV/A) 高的特點。本設計選用了5A量程的ACS712ELECT-05B，其引腳分布和輸出電壓隨輸入電流的變化如下圖所示：圖 4.2 ACS712輸出電壓和檢測電流的關系設計的電流檢測電路如下所示： 圖 4.3 電流檢測電路偏置的

60、基準電壓由TL431提供，調節Rp1可以調節直流偏置值。調節Rp2可以改變檢流的靈敏度。輸出經一級跟隨電路和限幅后送至單片機AD。4.4 驅動電路設計驅動電路是主電路與控制電路之間的接口電路。合理的驅動電路可以使開關管工作在較理想的狀態，縮短開關時間，減小開關損耗，提高系統的運行效率。另外，有些保護措施往往設在驅動電路中，或通過驅動電路來實現。驅動電路的基本任務是將信息電子電路傳來的信號轉換為加在器件控制回路中的電壓和電流，應該具有一定的功率，使器件能夠可靠地開通和關斷。同時，驅動電路將主電路和控制電路隔離，保證控制電路的安全。通常采用的隔離驅動方式有變壓器驅動，光耦驅動兩種方式。本設計采用光