1、詳解單級PFC反激電路近段時間一直忙著弄畢業論文，上論壇比較少了，前兩天論文提交送審，打算發一個帖子，詳細介紹一下單級PFC反激式電路結構。    單級PFC的反激式結構相信做LED電源的都不會很陌生，但估計大多數工程師做的工作限于按照IC廠商的datasheet設計產品，其中詳細的原理很少有人細究?？紤]到工程應用中，復雜的公式實用價值不高，本貼將著重于定性地分析電路的工作原理，同時配合手頭上能夠提供的仿真和實例分析。    本帖首先介紹常用單級PFC反激式結構的幾種工作模式，重點介紹一下適合用于做大功率（100W左右）的電路結構，也就是本帖實例介紹的F

2、OT控制模式。    首先提出幾個問題，希望大家能夠一起探討。1、為什么市面上大多數單級PFC的LED驅動器都選用臨界或者斷續工作模式？2、為什么單級PFC的PF值隨輸入電壓升高下降？3、為什么單級PFC的輸出紋波如此之大？ 為了回答上面的幾個問題，首先有必要講一下單級PFC的基本原理。臨界模式的單級PFC最早應該是由L6562這顆PFC控制芯片改進得來的，先給出一個框圖描述L6562用于單級PFC的基本結構和外圍電路，定性分析工作原理。    先撇開PFC部分的功能，這個框圖和普通的定頻峰值電流控制模式反激式電路的區別在于沒有固定的時鐘信號，

3、開關管開啟，初級電感電流上升到Rs上壓降達到乘法器輸出電壓時，RS觸發器翻轉，開關管關斷。對于定頻PWM控制IC，開關管的導通受固定頻率時鐘信號控制，而L6562則會一直等到磁芯完成退磁，ZCD檢測到輔助繞組電壓回落到Vref-2時才重新開啟開關管，因此電路被強制工作在臨界模式下。    再來看PFC功能。乘法器的輸入分別來自誤差放大器的輸出和整流后饅頭狀正弦半波的分壓，因此乘法器輸出也是饅頭狀正弦半波，那么最終初級電感電流峰值也就跟隨饅頭狀正弦半波，下面這個圖可以說明問題。    這個圖中可以得到很多信息，首先是，跟隨線電壓半波的是初級電感峰值電流，而

4、輸入平均電流和初級電感峰值電流的關系為Iin-avg=Ipk*D/2，由于D是一個隨線電壓瞬時值升高而降低的變量，因此輸入電感的平均電流較標準正弦半波而言要更加扁，功率因素不可能達到理想的1。那么怎樣提高功率因素呢？    我們再看，反激式電路中D的表達式為：D=Vor/（Vor+Vin），Vor是反射電壓，Vin是輸入電壓。單級PFC中，Vor=n*（Vo+Vd）基本可認為是不變的，而Vin是隨著線電壓相角變化的，為了提高PF，必須減弱D隨線電壓變化的程度，那唯一的辦法就是增大Vor，當Vor大到一定程度時，Vin從零變化到線電壓峰值，D基本可認為不變了，那么功率因素就近

5、似為1了。    通過以上的分析，應該已經完全解釋了帖子開始提出的問題2。在工程設計中，對于全電壓情況下，通常的設計使得110V下的功率因素可以很容易超過0.98，但到了265V的時候，通常只有0.9左右了，針對這個問題，可以說，基本是沒有辦法的，進一步提高匝比，或者說是反射電壓，肯定可以進一步改善，但是MOS管的耐壓就要進一步提高了，此外，過高的反射電壓會導致另一個問題。這個問題就是，當反射電壓明顯大于輸入電壓時，變換器如果在斷續工作模式（包括準諧振），那么退磁完成進入自由振蕩后，MOS管的漏極會出現負壓，導致MOS管的體二極管導通，效率顯著降低了。 繼續來看上

6、面那個圖中包含的信息。圖中白色的三角狀部分表示次級電感電流峰值，對這個電流取平均值，就得到了次級電流的平均，和輸入電流波形一樣，是一個100Hz的比正弦半波更扁的低頻波，這個電流最終被分為兩部分，一部分流入輸出濾波電容，一部分流入負載。理想情況下，電容上將吸收所有的交流，輸出負載只流過直流，但這個交流成分的頻率是100Hz，要處理如此的低頻紋波，電容容量會大的驚人，因此，第三個問題得到了解答，單級PFC的紋波很大也是從結構上沒有辦法改善的。增加一級次級調節器也許是唯一的辦法。    接著討論占空比相關的問題。如果輸出電壓電流以及輸入線電壓不變，臨界或者斷續模式下的單級PFC

7、每一個開關周期的開關管導通時間是保持恒定的，這就保證了初級電感峰值電流跟隨饅頭狀的正弦半波。但是需要引起注意的是，導通時間必定隨著輸出負載功率的增加以及線電壓的降低而增大，至于道理很簡單，因為能量守恒，輸出能量大了，輸入電壓低了，那輸入電流必須增大，因此導通時間勢必增大。導通時間增大同時導致關斷時間也要增大，最終在臨界模式單級PFC中出現的現象是，平均開關頻率的最低值發生在最低線電壓和重載下，最高值發生在最高線電壓和輕載下，最低我們知道不宜低于20KHz，否則可能有音頻噪聲，最高，通常不高于150KHz，以免進入傳導EMI測試頻段，這就是很多IC內部為什么限定最高與最低頻率的原因。 

8、   開篇的三個問題，還有第一個沒有回答，單級PFC通常工作在臨界模式或者斷續模式，這涉及到的原因很多，下面一一道來，不全面的地方歡迎大家補充。第一個原因：單級PFC工作在斷續或者臨界模式下可以實現原邊恒流。斷續或者臨界模式下，初次級側電感電流均為三角波，輸出平均電流可以表達為Io=Ipks*D'/2，D是退磁時間，臨界模式中可以近似等于1-D，其中Ipks=n*Ipkp，而1-D可以從從初級側驅動信號下降沿計時到過零檢測觸發結束得到，因此，斷續或者臨界模式下要實現恒流，所需的全部信息可以從初級側得到。連續模式下則是不行的，因為電流的谷值是不定的。當然，連續模式下要實現原邊恒

9、流也未必不可能，有興趣的可以參看一下上海占空比的DU8623，細讀一下其恒流專利，盡管這是一個BUCK結構的IC，但其恒流思路用在連續模式下的原邊反饋應該是可行的，這里就不詳述了。    第二個原因：大信號不穩定現象。單級PFC在線電壓瞬時值較低時，占空比非常大，遠超過0.5，如果采用常見的定頻PWM并且工作在連續模式，將產生次諧波不穩定問題，并且，由于輸入電壓是瞬間變化的饅頭狀正弦半波，企圖通過斜率補償來消除這一不穩定現象幾乎是不可能的。本帖最終介紹的大功率單級PFC采用固定固定關斷時間的控制方法，避免了次諧波不穩定問題。    第三個原因：小信號不穩

10、定現象。這個問題可以說是比較牽強的，眾所周知斷續模式下不存在右半平面零點問題，但實際上，單級PFC的環路帶寬非常低，完全避開了右半平面零點頻率。    應該還有其他的原因，歡迎大家補充。先來個實例，很早以前做的，LT3799，通用輸入范圍，輸出1A恒流，電壓20-25V。    實測的功率因素如上圖，全電壓下，265V時的功率因素只有0.9左右了，再上個圖看一下電流波形。    第一個對應的功率因素為0.98，第二個對應的為0.9，0.9時的波形失真已經相當嚴重了，估計THD超過20%吧。    再看一下輸出電壓紋

11、波。    這是輸入220V/50Hz，輸出25V/1A時的輸出電壓波形，輸出濾波電容為兩個470uF，低頻紋波的峰峰值為2.5V，達到了輸出電壓的1/10。這個情況還不算惡劣的，輸出大電流的情況下，低頻紋波更顯著。繼續來寫，首先上傳幾個文件。    AN1059.pdf    L6562 Transformer Calculate Tools5W.xls    這兩個文件可能見過的不算陌生，第一個應用手冊非常詳細地推導了臨界模式單級PFC的大信號工作原理，第二個表格則用來計算變壓器。很多工程師

12、可能不需要詳細的計算就能做出一個合格的電源，但前提肯定是反復地嘗試，最終形成了積累。單級PFC的變壓器設計如果完全用公式來量化，可以說是非常復雜的，涉及到一些無法用代數表達式表示的積分項，所以設計表格中出現了多項式形式的近似計算。    下面開始引入重點了，為什么臨界模式的單級PFC功率不適宜做大？希望大家可以一起討論。使用24樓上傳的表格，設計一個19V，5A，輸出功率約90W的單級PFC反激電路，輸入范圍為90-265VAC，設定最低工作頻率為45KHz，匝比取5：1，預估效率85%，從表格中可以看出，此時的初級電感峰值電流超過7A，有效值電流超過2A，而此時的初級電感

13、量僅174uH。這對MOSFET提出了很大的挑戰，2A的RMS電流，如果將導通損耗控制在1W左右的話，要求Rdson低于250mR，而對于100V的反射電壓，MOSFET的耐壓通常要650V，單管能夠實現這個要求的，價格不菲！    提高最低開關頻率，不會影響初次級電感電流，但可以減小初級電感量，這看起來似乎是不錯的，因為根據 N=Ipkp*L/（detaB*Ae）可以得出，這樣做可以減小繞組匝數，有利于減小磁芯體積，然而事實上，初級電感量減小將導致漏感的控制變得更加困難，此外，臨界模式下，Ipkp的幅值決定了detaB的擺幅，也就是說臨界模式下的detaB通常取得比較大（

14、通常在0.2-0.25T），為了降低磁芯損耗，提高開關頻率往往不得不相應減小detaB的擺幅。上仿真。saber自帶了L6562的模型，搭建一個輸出19V/5A的恒壓單級PFC，如上面介紹，使用線性變壓器模型，初級電感量180uH，次級和輔助電感量均為7.2uH，等效為5：1的匝比。首先看一下輸出電壓波形。    輸出用了兩顆4700uF的電容，測了一下，仿真得到的紋波電壓峰峰值約2V，這顯然是非常大的，但實際情況會比仿真的更差一些。    再上一張半個線電壓周期的驅動及ZCD引腳波形。    盡管不是很清晰，但從驅動波形可以看出開關

15、頻率的變化趨勢，隨線電壓瞬時值的增大而降低。    最后上一張最為關心的，初級側電流波形。    圖的上部分是采樣電阻上的電壓波形，表征初級電感峰值電流包絡，下部分是采樣電阻上經過平滑后的電壓波形，可以近似看作取絕對值后的輸入電流波形。很明顯，這個電路很大程度上改善了輸入電流波形，應該有不錯的功率因素。關于saber如何測量功率因素，我不會用，有會用的，希望學習一下。    如果對電流波形作傅里葉變換，可以得到THD圖，但這里的電流并不是輸入電流，因此傅里葉變換后包含直流成分，且原來的50Hz在這里成了100Hz，不是和適合用來分析，

16、這里就略過了。 降低峰值電流和RMS電流，這是將單級PFC做成CCM模式的最要目的。連續模式下，定頻PWM的方式肯定不能用簡單的峰值電流控制模式，因為不可避免的次諧波不穩定問題，因此平均電流控制模式是一種選擇。安森美的NCP1651/2就是采用定頻PWM，平均電流控制模式的一顆用于單級PFC的IC，有興趣的讀者可以自己了解一下。這顆IC可以穩定工作在DCM或者CCM下，但外圍電路比較復雜，同時IC的價格也相對較高。   是否還有其他控制模式保證CCM下不出現次諧波問題呢？    首先搞清楚一下次諧波振蕩的根本原因。    在

17、峰值電流控制模式下，EA的輸出直接決定了峰值電流的大小，輸入輸出規格不變時，EA保持為一個固定直流電平輸出，同時，電感量也是固定的，因此，電流的上升和下降斜率也是一定的。如果在穩定工作時突然出現電感電流波動，比如寄生參數干擾，假設波動是正向的，為了實現要求輸出功率（即峰值電流達到EA輸出電平），開關管導通時間必定要減少，由于頻率固定，那關斷時間就會延長，延長將致使電流在下一個周期開始時出現更大的波動，周而復始，最終驅動波形出現大小交替。    這種情況僅僅會在占空比超過0.5時發生，詳解可以從下面這個圖得出。這個圖來源于網絡，由于不知道最初出處，這里先引用了。 

18、  說白了，次諧波振蕩是由于開關頻率和電流擺率固定造成的，一旦電流出現波動，將無法自動復位。如果將定頻控制改成固定關斷時間控制，那就很好解決了這個問題，無需多說，下面這個圖可以一目了然。    不管是否出現波動，關斷時間始終固定，最終電流是無條件復位的。  固定關斷時間控制，這個我是參考了ST的技術文檔，這個文檔講L6562結成了固定關斷時間控制模式，用于PFC電路，將功率做到了375W，那么同樣的結構用在單級PFC會怎樣呢？首先上傳這個文件，關于具體的工作原理，有興趣的可以自己仔細閱讀一下。L6562FOT.pdf    我這里首先給出我的實驗結果，設計目標是輸入90-265VAC，輸出19V/5A，恒壓限流結構。首先上傳一下圖片。    這個設計原邊打算做到120W的，因此磁芯選的有點大（EC39），估計做100W左右，EC35或者PQ3230肯定足夠了，由于是實驗，器件用得比較好，功率管為英飛凌的SPP20N65，保證了極低