1、用不到5秒的時間設計出輸出阻抗完全平坦的電壓調節器模塊任何涉及電源完整性的研究都會把大量重點放在目標阻抗和平坦阻抗要求概念上。但我們怎樣才干設計出具有平坦阻抗特性的調整器模塊(vrm)呢？本文除了研究這個特定問題外，還將介紹如何在不到5s的時光內完成這個設計。假設你還沒有計算要求的目標阻抗值，由于這是這個設計問題中的難點。假如你已經知道設計目標阻抗，那么你很幸運，由于你已進入“不到”這一步，可以挺直到其次步。我知道你很是疑惑，但既然這只是一個5s的設計，我希翼你能對我耐煩點，你會發覺我是仔細的。雖然需要花點時光說明這個過程，但終于我會向你展示如何在不到5s的時光內完成囫圇過程。用法模式或電流模

2、式拓撲可以極大地便利設計過程，而且可以削減控制環路的復雜性。雖然有許多器件可供挑選，但本文將ti公司的lm25116作為例子，不僅由于我手頭有它的評估板，而且由于這個特別的評估板只需要最少量的修改就能實現想要的平坦阻抗。lm25116是一種仿真的峰值電流模式控制器，也包含要求的斜率補償和電流波形斜率。用法一個容易、簡單計算的就能舉行這些功能設定。這個設計過程只需一次容易的2端口阻抗測量就能驗證阻抗的平坦性，固然還有其它多種容易測量辦法值得推舉。終于設計在搭建完成后還可以便利地用法片狀元件微調阻抗舉行優化，本文也對為何有須要做這種微調舉行了研究。確定目標阻抗假定你了解vrm的電壓和電流要求，那就

3、可以用法典型的目標阻抗計算值確定vrm的輸出阻抗。拿12v輸入、3.3v/10a輸出vrm要求作為例子，目標阻抗的計算公式是：這是最大可允許的阻抗。為了允許元件容差,并為開關紋波和動態負載要求提供足夠的裕量，目標阻抗普通被設定得低得多。最差狀況分析確保不會超過最大值。在這個例子中，標稱的設計目標阻抗被設為14m，部分緣由是為了盡量削減對評估板的修改，由于這個修改有些難度。最關鍵的步驟至此我們已經完成了大半的電壓調整器模塊(vrm)設計，還需要一次計算來確定基本的vrm特性跨導。電流模式轉換器是最容易的實現方式，由于它能被表示為跨導方塊。vrm的輸出阻抗與跨導(gfs)挺直相關，關系式是：由于我

4、們已知目標阻抗，所以可以按照這個公式算出gfs。容易的計算可以證實，這個解可以生成無限頻率范圍內的抱負阻抗。圖1是仿真原理圖，圖2是仿真得到的輸出阻抗。圖1:70a/v的跨導源與負反饋銜接在一起(注重src1中的負號)。src2是一種溝通信號，用于監視與頻率有關的輸出阻抗。圖2：仿真結果展示了與允諾一樣徹低平坦的14m阻抗，從而確認了阻抗和跨導之間的關系。在抱負世界中，電壓調整器模塊(vrm)設計真的就這么容易，到此已經設計完畢。但在現實世界中，存在一些局限和限制因素，需要再多做一些功課來解決。我們可以在幾分鐘內完成實際的設計，或在幾秒內用仿真器自動完成這個設計過程。實際局限性應對這些局限性的

5、設計過程十分容易：1.確定要求的輸出阻抗和有效串聯(esr)，并挑選電容；2.確定功率級跨導(通常按照電流極限、rdson或dcr)；3.確定誤差增益和極點頻率；4.確定輸出；5.確定電流模式仿真設計時的斜坡電容，或標準電流模式控制下的斜率補償；6.測量輸出阻抗，須要時舉行微調。我們已經確定，vrm要求70的跨導以提供14m的阻抗。第一個問題是控制環路帶寬不能是無限的，因此必需限制為一個實際的帶寬。為了避開在開關頻率附近發生驚奇的行為，該頻率的實際限值是開關頻率的1/10至1/6。在超出這個帶寬時，電容控制阻抗，因此電容的等效串聯電阻(esr)等于目標阻抗，我們這個例子中為14m。輸出電容開關

6、頻率顯然是折中的結果，由于更高的開關頻率可以導致更小的電容和電感，但也會導致更高的損耗。電容阻抗被設為取得單位增益帶寬，因此交越頻率點的電容電抗和跨導的乘積必需等于單位1。因為我們已經確定，跨導是目標阻抗的倒數，因此我們可以將交越頻率設在開關頻率的1/10和1/6之間。為了便利起見，保留評估板上已經用法的250khz設置。因為想要的目標阻抗是14m，所以要求的總電容在270uf和450uf之間，等效串聯電阻(esr)應臨近14m。終于我們挑選了單個330uf/15m電容(kemet t520d337m006ate015)。按照公式3計算交越頻率的結果大約為35khz，正巧在開關頻率的1/10和

7、1/6之間。功率級總跨導是誤差放大器增益和功率級跨導的乘積。功率級跨導通常按照確立的電流極限確定。在一些實現中，的rdson或輸出電感的dcr被用來檢測電流，在這種狀況下這些特性定義了功率級跨導。lm25116評估板的功率級跨導由10m的電流檢測電阻(r11)和電流檢測放大器增益(10)設定，并滿足10a的電流極限。終于的功率級跨導等于：這是測量有益處的地方之一，由于這些低值電流檢測電阻并不總是表里如一的。用法四線歐姆表測量到的r11在線電阻約為12m，導致功率級跨導減小為8.3。通過測量作為負載電流函數的誤差放大器輸出電壓可以驗證明際的跨導。圖3顯示了測量結果和擬合的趨勢線。注重電流極限因為

8、這個增強的電阻而稍低于10a，但為了便利起見仍保留了這個電阻，由于更換電阻有點困難。圖3：在評估板上測量得到的誤差放大器輸出電壓與輸出電流關系。曲線擬合趨勢線指示跨導為8.6，臨近于用四線歐姆計獲得的值。誤差放大器和補償在確定功率級跨導和總跨導值后，就可以確定誤差放大器增益了：評估原理圖中與誤差放大器有關的部分4所示。圖4：評估板部分原理圖顯示必需調節分壓器(r3和r4)將輸出電壓從5v轉變到3.3v。另外還有其它多處轉變。為了獲得平坦的阻抗特性，要求轉變幾個元件。詳細來說，為了調節5v輸出訪其在0a時臨近3.37v、并在5a的平均電流時輸出3.3v，必需轉變電阻r3。電容c6要用一個0的電阻

9、短路，由于我們要的不是低頻復原，而是平坦阻抗。c5也可能要求修改，以消退輸出電容的esr產生的零點。首先，將r3從3.74k轉變為2.2k，得到想要的3.37v輸出。然后由r10和r3的比值確定誤差放大器增益。因為安裝好的r10值十分臨近18k，因此可以保持不變。c5的挑選原則是利用r3和c5形成的極點抵消輸出電容和esr組成的零點。因為必需刪除原始的100pf電容，我測量到安裝c5的空白焊盤處電容為20pf，因此需要安裝236pf的電容。終于裝上了220pf電容。輸出電感雖然輸出電感并不是影響輸出阻抗的主要因素，但用法合適的值也十分重要。電感值與紋波電流之間的關系是：評估板用法的是6uh的電

10、感，雖然可以減小到4.7uh，但更換起來比較困難。因此這個6uh電感被保留了下來。模擬的電流模式控制也要求做一個斜坡出來，以便重構電感電流斜率。這個電容就是圖4中的c4。對于lm25116來說，斜坡充電電流是5ua，c4值可以這樣計算：已安裝值是220pf，雖然可以安裝240pf，但兩者已經相當臨近，因此保留原樣不變。終于模型和仿真終于仿真模型可以做到控制環路穩定性、小信號溝通阻抗以及大小信號瞬態響應結果的仿真(見圖5)。圖5：簡化后的狀態空間平均模型顯示了誤差放大器、功率級跨導和輸出電容。對原始評估板設計(藍色)和平坦阻抗設計(紅色)仿真得到的阻抗6所示。結果阻抗是14m，跟期望的一樣相當平

11、坦。圖6：修改后的vrm阻抗仿真顯示出十分平坦的響應和1.8nh的超額電感。用于仿真目的的容易vrm模型就是14m加1.8nh。測量得到的阻抗也相當平坦，均在抱負的14m阻抗值附近。低頻值可以用電阻r10舉行微調，而60khz附近的少許阻抗峰可以用c5舉行微調。在250khz處的少許凹陷是因為esr稍小引起的。可以用法esr稍高一點的電容充實這個范圍內的平坦度。這里顯示的平坦度對幾乎全部電源分配網絡(pdn)應用來說都足夠了。圖7：雙端口阻抗測量結果顯示 在14m和1.8nh電感時具有平坦響應。這個電感值是從10mhz時的112m計算得到的。因此許多信號完整性(si)仿真器要求的容易l-r模型

12、是13m和1.8nh。減小這個電感的一種辦法是并聯多個電容。電容的電感值基本上自立于電容值，更多的與外殼尺寸有關。將兩個相同系列的150uf 35m電容并聯在一起可以將電感值減小到約1nh，假如用100uf 45m的電容則可以得到700ph的電感。而且并聯較小的電容成本通常也不高，只是需要占用更多的面積。普通還要用去耦電容來減小用法點的電感，但這種去耦電路并不是vrm的典型部分。將網絡分析儀端口1的電纜移動到50隨意波形發生器(awg)輸出端，將分析儀端口2的電纜移動到50通道輸入端，即可將雙端口阻抗測量轉換到時域舉行。圖8顯示了平均階躍響應(紅色)和開關紋波(黃色)。方形部分確認了平坦的阻抗特性。邊緣有點圓是由于esr有點低造成的(見圖8)。圖8：通過將網絡分析儀替換為一條awg電纜和一臺示波器就可以得到時域響應。紅色代表平均響應，紋波包含在黃色軌跡中。本文小結我們勝利地通過修改評估板設計產生了想要的14m平坦阻抗。雖然說明這個過程花的時光超過了5s，但這個過程很簡單，只需把設計要求作為輸入，并允許其它項在仿真器中或用法表格自動確定。表1所示的電子表格可以按照設計輸入計算每個參數。每個結論都可以被籠罩。舉例來說，計算得到的目標阻抗最大值是33m，這也被輸入進可以被籠罩