1通信原理第9章模擬信號的數字傳輸

2本章結構9.1引言9.2模擬信號的抽樣9.3模擬脈沖調制9.4抽樣信號的量化9.5脈沖編碼調制(PCM)9.6差分脈沖編碼調制（DPCM）9.7增量調制9.8時分復用和復接39.1引言“模擬信號數字化”(A/D變換)的作用它是利用數字通信系統來實現模擬信源和信宿間通信的必不可少的一步“A/D變換”在數字通信系統中所處的位置在模擬信源之后，壓縮或加密之前它和壓縮、加密都屬于信源編碼的范疇“A/D變換”的3個步驟：抽樣、量化、編碼49.2模擬信號的抽樣如果想把時間連續的模擬信號變成0/1數字串，必須先抽樣但是，很顯然，抽樣以后的信號，與原來的信號是不同的能否從抽樣信號中恢復原信號呢？如果能，有什么條件？t59.2.1低通模擬信號的抽樣定理t可以看作下面兩個信號的乘積tt16tm(t)t卷積t7即采樣頻率至少是基帶信號最高頻率的2倍，這就是低通抽樣定理卷積信號頻譜發生混疊，無法提取出純凈的M(w)信號了89.2.1低通模擬信號的抽樣定理抽樣定理：設一個連續模擬信號m(t)中的最高頻率

<fH，則以間隔時間為T

1/2fH的周期性沖激脈沖對它抽樣時，m(t)將被這些抽樣值所完全確定。9.2模擬信號的抽樣9(a)m(t)(e)ms(t)(c)T(t)0-3T-2T-TT2T3Tfs1/T2/T0-1/T-2/T

(f)f-fHfH0fs|Ms(f)|-fHfHf|M(f)|10恢復原信號的方法：用一個截止頻率為fH的理想低通濾波器就能夠從抽樣信號中分離出原信號。理想濾波器是不能實現的。所以實用的抽樣頻率fs比2fH大多一些例如，典型電話信號的最高頻率通常限制在3400Hz，而抽樣頻率通常采用8000Hz。t9.2.1低通模擬信號的抽樣定理119.2.2帶通模擬信號的抽樣定理12帶通模擬信號的頻帶限制在fL和fH之間信號帶寬B=fH

－fL可以證明，此帶通模擬信號所需最小抽樣頻率fs等于式中，B

－信號帶寬；

n－商(fH/B)的整數部分，n=1，2，…；

k－商(fH/B)的小數部分，0<k<1fHf0fL-fL-fH9.2.2帶通模擬信號的抽樣定理13[例]求下列信號的最低采樣頻率14B2B3B4B3BB2B4B5B6BfL0fs最小抽樣頻率fs和信號最低頻率fL之間的關系當fL=0時，fs=2B，就是低通模擬信號的抽樣。當信號最低頻率fL很大時(窄帶信號），fs取略大于2B。9.2.2帶通模擬信號的抽樣定理15我們前面的抽樣用的是理想沖激函數（理想的），在實際中通常用窄脈沖抽樣。周期性脈沖序列作為載波，有4個參量：脈沖重復周期、脈沖振幅、脈沖寬度和脈沖相位（位置）。其中脈沖重復周期（抽樣周期）一般由抽樣定理決定，故只有其他3個參量可以受調制。3種脈沖調制：脈沖振幅調制(PAM)脈沖寬度調制(PDM,PWM)脈沖位置調制(PPM)仍然是模擬調制，因為其代表信息的參量仍然是可以連續變化的。

9.3模擬脈沖調制16模擬脈沖調制波形9.3模擬脈沖調制17自然抽樣可以理解為：

一系列高度為1的窄脈沖與

原始信號的乘積的結果1PAM的自然抽樣18由于中間這個頻譜是由圖b中S(f)的中間那個沖激信號與M(f)卷積得到的，因此沒有失真，所以在接收端只要低通即可PAM的自然抽樣tAt(e)(c)0T2T3T-T-2T-3T(a)m(t)s(t)ms(t)fH-fHfM(f)(b)01/T0-1/Tfs|S(f)|(d)f(f)fs-fHf時域相乘對應頻域卷積19又稱“瞬時抽樣”，抽到一個瞬間值后，并保持一小段時間，形成一個個平頂脈沖PAM的平頂抽樣20第一步，先進行理想抽樣第二步，窄脈沖形成生成平頂抽樣的理論模型PAM的平頂抽樣21PAM的平頂抽樣平頂抽樣：在實際應用中，常用“抽樣保持電路”產生PAM信號。H(f)m(t)T(t)mH(t)ms(t)Ms(f)MH(f)保持電路t式中的每一項都被H(f)加權。因此，不能用低通濾波器恢復（解調）原始模擬信號了。但是從原理上看，若在低通濾波器之前加一個傳輸函數為1/H(f)的修正濾波器，就能無失真地恢復原模擬信號了。229.4.1量化原理抽樣：時間連續→時間離散量化：樣值連續→樣值離散均勻量化：量化間隔是均勻的非均勻量化：量化間隔不均勻9.4抽樣信號的量化23將縱軸均勻劃分成M個區間一般這個量化值取這個區間的中點落在某一區間內的樣值統統量化成1個值這樣，本來縱坐標的取值是無限多個的模擬信號就變成了多進制數字信號9.4.2均勻量化信號實際值信號量化值24均勻量化中的一些重要概念量化區間：為將多個模擬樣值對應成一個數字值，而將縱軸劃分的區間為量化區間，區間高度記為Δv量化電平：量化區間的中點，個數與量化區間數相同量化誤差由于實際樣值并不一定恰巧就等于該區間的中點電平，因此這二者的差，稱為量化誤差量化誤差不是由外來噪聲引起的，而是量化過程中內部產生的由量化誤差引起的噪聲，稱為“量化噪聲”25設模擬抽樣信號的取值范圍在a和b之間，量化電平數為M量化間隔為量化區間的端點為若量化輸出電平qi取為量化間隔的中點，則量化噪聲：mq(kT)－m(kT)

用信號功率與量化噪聲之比So/

Nq（信號量噪比）來衡量此誤差對信號的影響。i=0,1,…,M

9.4.2均勻量化26量化噪聲功率的平均值Nq式中， f(mk)為抽樣值mk的概率密度；信號mk的平均功率：均勻量化的平均信號量噪比So/

Nq27

例9.1設一個均勻量化器的量化電平數為M，其輸入信號抽樣值在區間[-a,a]內具有均勻的概率密度。試求該量化器的平均信號量噪比。解:

信號功率平均信號量噪比或量化器的平均輸出信號量噪比隨量化電平數M的增大而提高。289.4.3非均勻量化（1）為什么要進行非均勻量化（即均勻量化存在的缺陷）t均勻量化時，大信號和小信號的信噪比是不同的量化噪聲量化噪聲大信號和小信號的信噪比不同有2個不良后果：（1）小信號信噪比過小，可能“聽不清”，影響可懂性（2）語音質量時好時壞，影響聽覺舒適性29非均勻量化的方法(1)直接非均勻量化(小信號量化區間小,大信號量化區間大)t非均勻量化時，大信號量化噪聲大小信號量化噪聲小但是直接非均勻量化，電路實現很困難信號變化時信噪比基本不變，聽覺舒適30均勻量化非均勻壓縮抽樣后信號124大信號壓縮率大小信號壓縮率小11.21.6通過傳輸到接收端非均勻解壓縮（即擴張器）大信號放大倍數大小信號放大倍數小124達到了非均勻量化效果下面主要學習非均勻壓縮非均勻量化的方法

（2）間接非均勻量化31輸入x值小時，量化間隔x也小；輸入x值大時，量化間隔x也變大。y非均勻量化的方法

（2）間接非均勻量化壓縮特性具有對數特性32量化區間劃分很多時，每一量化區間的曲線可近似看作一段直線。直線的斜率：作歸一化處理得到非均勻量化的數學分析33

為了對不同的信號強度保持信號量噪比恒定，即要求

x

x

因此 或線性微分方程，其解為：要求壓縮特性具有對數特性在實際中要作適當修正，使x＝0時，y＝0。34電話信號的壓縮特性，國際電信聯盟(ITU)制定了兩種建議：實際中的非均勻量化壓縮標準壓縮特性近似算法應用范圍A壓縮律13折線法中國、歐洲、國際間互連壓縮律15折線法北美、日本、韓國35y1式中，x－壓縮器歸一化輸入電壓；

y－壓縮器歸一化輸出電壓；

A－常數，它決定壓縮程度。在實用中，選擇A=87.6。1.A壓縮律（A律）36A是大于1的常數y是x的2段函數：第1段是線性函數第2段是對數函數

1、A壓縮律（A律）37信號的歸一化問題無論是μ律還是A律，自變量x的取值范圍都是[-1,1]因此，在非均勻量化計算前，必須先將x進行歸一化運算，即382、13折線壓縮特性——A律的近似無論是μ律還是A律，如果精確地用電路實現起來都是很困難的所以人們用多段折線來逼近μ律或A律的曲線為了盡可能減小誤差，采用15折線逼近μ律，采用13折線逼近A律下面我們以A律13折線來說明其原理3913折線整體圖由于，正負軸完全成中心對稱，所以我們只討論這一段用13段折線來逼近A=87.6的A律壓縮特性。40A律13折線x11041A律13折線（續）把上圖靠近原點的區域進行放大靠近原點的4段斜率相同，所以看作1段線段所以共有2*8-4+1=13折線42折線段號12345678范圍斜率161684211/21/4A律13折線（續）1232456784313折線法和A=87.6時的A律壓縮法十分接近。i

876543210y=1-i/801/82/83/84/85/86/87/81A律的x值01/1281/60.61/30.61/15.41/7.791/3.931/1.98113折線法的x=1/2i01/1281/641/321/161/81/41/21折線段號12345678折線斜率161684211/21/413折線特性和A律特性之間的誤差44為了減小量化誤差而采取的另一措施：將每個段又平均分為16小份x145若用13折線法中的最小量化間隔作為量化單位13折線法中共有2048個量化單位。在保證小信號的量化間隔相等的條件下，均勻量化需要11比特編碼，而非均勻量化只要7比特就夠了。非均勻量化和均勻量化比較46把縱坐標y從0到1之間劃分為8等份。橫坐標x值可以按照下式計算：壓縮律和15折線壓縮特性i012345678y=i/801/82/83/84/85/86/87/81x=(2i-1)/25501/2553/2557/25515/25531/25563/255127/2551斜率

2551/81/161/321/641/1281/2561/5121/1024段號1234567847壓縮律和15折線壓縮特性489.5.1脈沖編碼調制（PCM）的基本原理抽樣、量化、編碼——脈沖編碼調制（脈碼調制）9.5脈沖編碼調制3456760111001011101111106.803.153.965.006.386.42抽樣值3.153.965.006.386.806.42量化值345676編碼后011100101110111110PAM信號→PCM信號→49PCM系統的原理方框圖(b)譯碼器模擬信號輸出PCM信號輸入解碼低通濾波(a)編碼器模擬信號輸入PCM信號輸出抽樣保持量化編碼沖激脈沖9.5.1脈沖編碼調制(PCM)的基本原理50量化值序號量化電壓極性自然二進制碼折疊二進制碼15141312111098正極性111111101101110010111010100110001111111011011100101110101001100076543210負極性01110110010101000011001000010000000000010010001101000101011001119.5.2自然二進制碼和折疊二進制碼51自然二進制碼最小值為全0；最大值為全1；中間按自然二進制遞增規律遞增。例如當量化區間數M=8時000最小值最大值111001010011100101110因為信號通常有正有負，所以我們把量化編碼分成正負2區正半區負半區特點1：正半區首字節為1；負半區首字節為0；利于首位編碼特點2：符合遞增規律；利于電路編碼的簡化特點3：小信號的首位誤碼引起的誤差較大（如100->000，誤碼引起4個量級的跳變52折疊二進制碼先把信號分成正負2個半區正半區首位全為1；負半區首位全為0正半區的最小值的后幾位全為0正半區的最小值到最大值的后幾位按自然二進制碼遞增負半區的碼的后幾位與正半區成鏡像（即折疊）關系00000000000000正半區負半區111100000001101100011011特點1：正半區首字節為1；負半區首字節為0；利于首位編碼特點2：小信號的首位誤碼引起的誤差較小（如100->000，誤差只有1個量化級跳變）53折疊碼的優點用最高位表示電壓的極性正負，而用其他位來表示電壓的絕對值。雙極性電壓可以采用單極性編碼方法處理，從而使編碼電路和編碼過程大為簡化。誤碼對于小電壓的影響較小。例，1000——>0000。自然碼誤差為8；折疊碼誤差為1。

1111——>0111，自然碼誤差為8；折疊碼誤差為15。

折疊碼對于小信號有利。由于語音信號小電壓出現的概率較大，所以折疊碼有利于減小語音信號的平均量化噪聲。在語音通信中，通常采用8位的PCM編碼就能夠保證滿意的通信質量。典型電話信號的抽樣頻率是8000Hz。故在采用這類非均勻量化編碼器時，典型的數字電話傳輸比特率為64kb/s折疊二進制碼548位折疊碼極性碼c1

、段落碼(c2

c3

c4)和段內碼(c5~c8)極性碼：樣值為正，編為1；樣值為負，編為0A律13折線編碼極性碼段內碼段落碼55段落碼編碼規則A律13折線正半軸的8段（非均勻）：每段中再均勻分為16個量化間隔，則最小的量化間隔為：(1/128)(1/16)=1/2048以此作為量化單位，則正半軸共有2048個量化單位。56段落碼編碼規則

PCM編碼前4位（1位極性碼+3位段落碼）為了把小信號區畫得清楚，并沒有按比例來畫正半區第1段1000正半區第2段1001正半區第3段1010正半區第4段1011正半區第5段1100正半區第6段1101正半區第7段1110正半區第8段1111負半區第1段0000負半區第2段0001負半區第3段0010負半區第4段0011負半區第5段0100負半區第6段0101負半區第7段0110負半區第8段0111極性碼段落碼057PCM的后4位——段內碼

x10000000101000101100010011100110100100011011001111010101111101111段內碼1111111111111111111111111111111111111111111111111111111111111111111000001101110058PCM逐次比較法編碼器原理類似于用1g、2g、4g的砝碼和天平來稱0~7g的物體的具體重量先把4g與物體放于天平兩端如果物體重于4g則再加2g如果物體輕于4g則將4g換成2g依次類推，可稱出物體具體重量逐次比較法PCM編碼器與此完全類似59PCM逐次比較法編碼步驟（極性碼）060PCM逐次比較法編碼步驟（段落碼）0正半區的段落碼分配情況（C2C3C4）(參見表9-6的段落碼)00000101001110010111011161PCM逐次比較法編碼步驟（段落碼）0正半區的段落碼分配情況（C2C3C4）00000101001110010111011162PCM逐次比較法編碼步驟（段落碼）0正半區的段落碼分配情況（C2C3C4）00000101001110010111011163PCM逐次比較法編碼步驟（段內碼）0第6段的段內碼分配情況（C5C6C7C8）（按自然碼遞增）000000010010001101000101011001111000100110101011110011011110111164PCM逐次比較法編碼步驟（段內碼）0第6段的段內碼分配情況（C5C6C7C8）（按自然碼遞增）000000010010001101000101011001111000100110101011110011011110111165PCM逐次比較法編碼步驟（段內碼）0第6段的段內碼分配情況（C5C6C7C8）（按自然碼遞增）000000010010001101000101011001111000100110101011110011011110111166PCM逐次比較法編碼步驟（段內碼）0第6段的段內碼分配情況（C5C6C7C8）（按自然碼遞增）000000010010001101000101011001111000100110101011110011011110111167【例】若已知信號幅度在[-3V,+3V]之間,求+1.23V對應的PCM編碼68x169x170【例】設輸入電話信號抽樣值的歸一化動態范圍在-1至+1之間，將此動態范圍劃分為4096個量化單位，即將1/2048作為1個量化單位。當輸入抽樣值為個量化單位時，試用逐次比較法編碼將其按照13折線A律特性編碼。 【解】設編出的8位碼組用c1c2c3c4c5c6c7c8表示，則： 1)確定極性碼c1：抽樣值為正極性，c1=1； 2)確定段落碼c2c3c4：1270位于第8段，c2c3c4=111；Iw＝128，故c2＝1Iw＝512，故c3＝1Iw＝1024，故c4＝112345678000001010011100101110111016326412825651210242048

71

3)確定段內碼c5

c6

c7c8：對于第8段落，其量化間隔為

(2048-1024)/16=64（量化單位）。 段內碼的計算方法為：（1270-1024）/64=3，

c5

c6

c7c8編為0011Is=1270：

Iw=1536，所以c5=0

Iw=1280，所以c6＝0Iw=1152，所以c7=1Iw=1216，所以c8=1抽樣值1270102415362048115212800123456789101112131415121672c1

c2

c3

c4

c5

c6

c7

c8

＝11110011，量化值應該在第8段落的第3間隔中間，(1280-1216)/2=1248（量化單位）。量化誤差等于1270–1248=22（量化單位）。

除極性碼外，若用自然二進制碼表示此折疊二進制碼所代表的量化值（1248），則需要11位二進制數（10011100000）。73【例】設輸入電話信號抽樣值的動態范圍在-5V至+5V之間，將此動態范圍劃分為4096個量化單位。當輸入抽樣值為-3.2V時，將其按照13折線A律特性編碼。【解】先做歸一化：

3.2/5=0.640.64×2048＝1311（量化單位）然后進行A律13折線PCM編碼：極性碼c1=0；段落碼c2

c3

c4：1311位于第8段，c2

c3

c4=111；段內碼c5

c6

c7c8：（1311-1024）/64=4.48，c5

c6

c7c8＝0100編碼結果：0111010074PCM逐次量化編碼器電路框圖759.5.3電話信號的編譯碼器76量化噪聲和加性噪聲。加性噪聲功率 式中fs=2fH=1/Ts量化噪聲功率輸出信號功率其中

M＝2N9.5.4PCM系統中噪聲的影響77PCM系統的總輸出信噪功率比大信噪比條件下， S/N

22N

小信噪比條件下， S/N

1/(4Pe) 輸出信號量噪比等于輸出信號量噪比僅和編碼位數N有關，且隨N按指數規律增大當低通信號最高頻率fH給定時，PCM系統的輸出信號量噪比隨系統的帶寬B按指數規律增長。789.7增量調制(ΔM)1、ΔM系統產生的背景2、ΔM系統的基本原理3、ΔM系統的量化噪聲4、ΔM系統的過載現象及避免方法5、PCM與ΔM的比較791、ΔM系統產生的背景我們先研究一下PCM的帶寬tPCM波形因為8位是1次采樣的編碼，所以這8位的寬度就是采樣周期所以1位的寬度就是采樣周期的1/8該窄方波的付立葉變換為f80能不能將每次抽樣的編碼位數減少（最好能減少到1位），以減小數字信號帶寬呢？t0101110111009.7.1增量調制原理81編碼與階梯狀波形的關系如果我們把上圖中ΔM編碼中的“0”統統換成“-1”，則會發現編碼與階梯狀波形之間的關系如下：將某1時刻之前的ΔM編碼相加，得到的“和”就是當前階梯狀波形的高度根據此規律，人們發明了ΔM編碼和解碼的實現框圖82預測誤差e(t)＝m(t)-m(t)預測誤差e(t)被周期為Ts的抽樣沖激序列T(t)抽樣。若抽樣值為正值，則判決輸出電壓+（用“1”代表）；若抽樣值為負值，則判決輸出電壓-（用“0”代表）。T(t)(a)編碼器 (b)譯碼器積分器抽樣判決＋－m(t)e(t)d(t)m(t)積分d'(t)低通＋ΔM系統編碼實現原理83ΔM系統的接收原理ΔM系統的接收器是非常簡單的,這正是ΔM系統目前還在廣泛使用的原因1-1111-1111-1-1積分器積分器的初始狀態為0t積分器輸出低通濾波器（LPF）恢復的原始信號m(t)m(t)84量化噪聲產生的原因一般量化噪聲過載量化噪聲：信號變化過快引起失真。它發生在輸入信號斜率的絕對值過大時。(a)基本量化噪聲e(t)9.7.2增量調制系統中的量化噪聲e(t)(b)過載量化噪聲85ΔM系統的過載現象及避免方法（1）過載產生的原因由于ΔM系統一次采樣只能輸出1bit也就是說1次只能調整1個臺階來跟蹤原始信號m(t)如果原始信號變化太快，則有可能跟蹤不上，從而造成所謂“過載”t01011186ΔM系統的過載現象及避免方法從上圖中我們不難看出，要避免過載現象，就需要階梯狀波形能跟蹤上原始信號m(t)從數學角度分析，即原始信號的最大斜率不能超過階梯狀波形的斜率（2）避免過載的方法87ΔM系統的過載現象及避免方法特殊地，當m(t)為單一正弦（或余弦）信號時的不過載的條件為:88最大跟蹤斜率設抽樣周期為Ts，抽樣頻率為fs=1/Ts，量化臺階為，則一個階梯臺階的斜率k

為： 它是譯碼器的最大跟蹤斜率。的取值應合適：值太大，基本量化噪聲增大。fs的取值必須比較高：增大fs來增大乘積，才能保證基本量化噪聲和過載量化噪聲兩者都不超過要求。實際中增量調制采用的抽樣頻率fs值比PCM的抽樣頻率大2倍以上；對于語音信號而言，增量調制采用的抽樣頻率在幾十千赫到百余千赫。8990PCM系統和增量調制系統的比較：1、量化信噪比的比較當PCM每個抽樣的編碼位數N>4時，PCM優于ΔM；而且編碼位數越大，PCM的優勢越明顯。(標準的PCM的N=8)2、對信道誤碼率的要求PCM對信道要求高；ΔM對信道要求低3、設備復雜度ΔM系統非常簡單，但不易復用PCM設備略復雜，但可以通過復用降低成本9192DPCM：僅用前面的1個抽樣值預測當前的抽樣值。利用相鄰抽樣值的相關性，對相鄰樣值的差值進行4位的量化和編碼。9.6差分脈沖編碼調制（DPCM）t93同學們可以把DPCM理解成每次采樣編4位的ΔM調制9.6差分脈沖編碼調制（DPCM）94自適應差分脈碼調制(ADPCM)為了改善DPCM體制的性能，將自適應技術引入量化和預測過程，得出自適應差分脈碼調制(ADPCM),它能大大提高信號量噪比和動態范圍。

自適應量化：量化臺階隨信號的變化而變化；自適應預測：預測系數隨信號的統計特性而自適應調整，提高預測精度。維持相同語音質量，ADPCM允許用32Kb/s的速率編碼，是標準的64Kb/s的一半。是語音壓縮中復雜度較低的一種編碼方法，成為長途傳輸中國際通用的語音編碼方法。959.8.1基本概念mi(t)低通1低通2低通N信道低通1低通2低通N同步旋轉開關m1(t)m2(t)m2(t)m1(t)mN(t)mN(t)9.8時分復用和復接96m1(t)m2(t)1幀T/NT+T/N2T+T/N3T+T/N時隙1旋轉開關采集到的信號信號m1(t)的采樣信號m2(t)的采樣97復接和分接復接：將低次群合并成高次群的過程。

分接：將高次群分解為低次群的過程稱為分接。目前大容量鏈路的復接幾乎都是TDM信號的復接。標準：ITU對于TDM多路電話通信系統，制定了兩種準同步數字體系(PDH)和同步數字體系(SDH)標準的建議。98ITU提出的兩個建議：E體系－我國大陸、歐洲及國際間連接采用T體系－北美、日本和其他少數國家和地區采用9.8.2準同步數字體系(PDH)99層次比特率（Mb/s）路數（每路64kb/s）E體系E-12.04830E-28.448120E-334.368480E-4139.2641920E–5565.1487680T體系T–11.54424T-26.31296T-332.064（日本）48044.736（北美）672T–497.728（日本）1440274.176（北美）4032T－5397.200（日本）5760560.160（北美）8064100130(30路

64kb/s)一次群

2.048Mb/s復用設備14路2.048Mb/s二次群

8.448Mb/s二次復用4復用設備三次群

34.368Mb/s三次復用復用設備144路8.448Mb/s五次復用復用設備五次群

565.148Mb/s4路139.264Mb/s四次群

139.264Mb/s復用設備144路34.368Mb/s四次復用E體系的結構圖101TS16信令偶幀TS0*1A11111幀同步碼奇幀TS0*0011011話路(CH1~CH15)話路(CH16~CH30)125s16幀1復幀＝16幀32個時隙F0F1F2F3F4F5F6F7F8F9F10F11F12F13F14F158bitCH30(1bit=488.3ns)8bit(1bit=488.3ns)保留TS10TS12TS14TS16TS18TS9TS11TS13TS15TS17TS4TS6TS2TS0TS8TS5TS7TS3TS1TS20TS22TS28TS26TS24TS30TS19TS21TS23TS29TS27TS25TS31E體系的一次群結構1021幀：由于1路PCM電話信號的抽樣頻率為8000Hz，抽樣周期為125s，即1幀的時間。時隙(TS)：1幀分為32個時隙，每個時隙容納8比特。30個時隙