1、D類音頻功率放大器的設計報告指導老師：王全州報告人：趙金龍制作者：趙金龍程進功時間：2010年8月25日1、引言在現代音響普及中，人們因生活層次、文化習俗、音樂修養、欣賞口味的不同，對相同電氣指標的音響設備得出不同的評價。所以，就高效率音頻功率放大器而言，應當達到電氣指標與實際聽音指標的平衡統一。音頻放大器已有快一個世紀的歷史了，從最早的電子管放大器的第一個應用就是音頻放大器，然而直至現在為止，他還在不斷地更新、發展、前進。主要因為人類的聽覺是各種感覺中的相當重要的一種，也是最基本的一種。為了滿足它的需要，有關的音頻放大器就要不斷地加以改進。根據其工作狀態可分為5類。即A（甲）類、AB（甲乙）

2、類、B（乙）類、C（丙）類和D（丁）類。一般的小信號放大都是甲類功放，即A類，放大器件需要偏置,放大輸出的幅度不能超出偏置范圍,所以,能量轉換效率很低,理論效率最高才。乙類放大，也稱B類放大不需要偏置，靠信號本身來導通放大管,理想效率高達。但因為這樣的放大，小信號時失真嚴重，實際電路都要略加一點偏置，形成甲乙類功放，這么一來效率也就隨之下降。雖然高頻發射電路中還有一種丙類放大，即C類放大，效率可以更高，但電路復雜、音質更差，音頻放大中一般都不采用。這幾種模擬放大電路的共同特點是晶體管都工作在線性放大區域中，它按照輸入音頻信號的大小控制輸出的大小，就像串在電源與輸出間的一只可變電阻，控制輸出，但

3、同時自身也在消耗電能。數字功放的功放管工作在開關狀態，理論狀態晶體管導通時內阻為零，兩端沒有電壓，當然沒有功率消耗而截止時，內阻無窮大，電流又為零，也不消耗功率。所以作為控制元件的晶體管本身不消耗功率，電源的利用效率就特別高。在音頻功放領域中，C類功放是用于發射電路中，不能直接采用模擬信號輸入，其余4種均可直接采用模擬音頻信號輸入，放大后將此信號用以推動揚聲器發聲。進入21世紀以后，各種攜帶型的電子設備成為電子設備的一種重要的發展趨勢。從作為通訊工具的手機，到作為音樂設備的MP3播放機，已經成為差不多人人具備的攜帶型電子設備。所有這些攜帶型電子設備的一個共同點就是都有音頻輸出也就是都需要有一個

4、音頻放大器；另外一個特點就是他們都是電池供電的，都希望能夠有較長的使用壽命，就是在這種需求的背景下，D類放大器被開發出來了，它的最大特點就是它能夠在保持最低的失真情況下得到最高的效率。高頻功率放大器是無線電發送設備的重要組成部分。它的主要任務是放大高頻信號使其達到足夠的功率，以滿足天線輻射的需要或技術指標要求。高頻功率放大器不僅應用于各種類型的發射機中，而且許多電子設備，如功率信號源、高頻大功率加熱設備和高頻換流器等，也到廣泛的應用到。高頻功率放大器的主要指標有輸出功率、效率、功率增益、帶寬和諧波抑制等。由于發射機的輸出功率和效率主要取決于高頻功率放大器，對同一發射機來說，效率的提高意味著輸出

5、功率的增大，當輸出功率一定時，效率的提高使消耗的電源功率減小，管子的耗散功率降低。這對于節省能源、使用較小的功率管輸出較大的功率、減小設備體積和重量都有頗大的實際意義。因此，提高功率放大器的效率一直是人們關注的重要話題，它推動了功率放大技術的不斷發展。背景數字功放也稱D類功放,與模擬功放的主要差別在于功放管的工作狀態。它只有兩種狀態，即通、斷。如圖所示，D類功率放大器是用音頻信號的幅度去線性調制高頻脈沖的寬度，得到所需要的音頻數字編碼格式，經過小信號數字驅動電路送入開關功率放大電路進行功率放大，最后將功率脈沖信號通過LC低通濾波器，提取模擬音頻信號。由于輸出管工作在高頻開關狀態，故具有極高的效

6、率，理論上可以達到100，實際電路可以達到75-95。廠三酉眾，托匡吋間-10iHT時間h反饋WL圖1.1D類音頻功放電路的組成框圖音頻編碼可以從兩種途徑獲得,一是對模擬音頻信號進行模數變換直接生成PWM數字音頻；二是對其它編碼的數字音頻，如CD的PCM編碼，通過數字信號處理技術變換成PWM碼。獲得后用此信號去控制開關型晶體管。現在一般都用小信號就能控制大電流的開關型功率MOSFET,由功率管輸出一個大能量的PWM信號。輸出電壓的大小由電源電壓高低決定,輸出的電流由負載揚聲器的阻抗和電路形式決定。功率管工作在開關狀態,只要開關特性好,線性要求幾乎沒有,制造成本比音響對管低,工業控制上這類已用得

7、很普遍,取材方便。由于開關管導通時的飽和壓降和截止時的漏電流也會損失一些電能,但總效率仍有百分之九十幾,為各類放大電路效率之冠。傳統D類的PWM調制，信號精度完全依賴于脈寬精度，大功率下的脈寬精度遠遠不能滿足要求。因此必須研究真正意義的數字功放，即全（純）數字功率放大器。數字功放是新一代高保真的功放系統，它將數字信號進行功率轉換后，通過濾波器直接轉換為音頻信號，沒有任何模擬放大的功率轉換過程。在開關功率放大部分，采用了驅動緩沖器和平衡電橋技術，實現了在不提高工作電壓的情況下能夠輸出較大的功率，并且設計了完善的防止開關管擊穿的保護電路。開關晶體管輸出的是脈寬調制波形,要成為可聽的模擬音頻信號,還

8、需經過一路帶寬為20kHz的低通濾波器,濾去脈沖波形中的高頻成分。一般說來功放的輸出電壓對選取電容的耐壓不成問題,只是電感最大允許電流要設計正確。低通濾波器若采用四階巴特沃斯低通濾波器，用于將大功率數字脈沖信號轉換為模擬音頻信號。巴特沃斯低通濾波器的特點是帶內平坦度高，從而使得輸出音頻信號幅頻特性較好。數字功放由于工作方式與傳統模擬功放完全不同，因此克服了模擬功放固有的一些缺點，并且具備了一些獨有的特點。過載能力與功率儲備數字功放電路的過載能力遠遠高于模擬功放。模擬功放電路分為A類、B類或AB類功率放大電路，正常工作時功放管工作在線性區；當過載后，功放管工作在飽和區，出現諧波失真，失真程度呈指

9、數級增加，音質迅速變壞。而數字功放在功率放大時一直處于飽和區和截止區，只要功放管不損壞，失真度不會迅速增加，如圖1所示。由于數字功放采用開關放大電路，效率極高，可達75%90%（模擬功放效率僅為30%50%），在工作時基本不發熱。因此它沒有模擬功放的靜態電流消耗，所有能量幾乎都是為音頻輸出而儲備，加之前后無模擬放大、無負反饋的牽制，故具有更好的“動力”特性，瞬態響應好，“爆棚感”極強。嚴重失真）。而數字功放只工作在開關狀態，不會產生交越失真.模擬功放存在推挽對管特性不一致而造成輸出波形上下不對稱的失配失真，因此在設計推挽放大電路時，對功放管的要求非常嚴格。而數字功放對開關管的配對無特殊要求，基

10、本上不需要嚴格的挑選即可使用。功放和揚聲器的匹配由于模擬功放中的功放管內阻較大，所以在匹配不同阻值的揚聲器時，模擬功放電路的工作狀態會受到負載（揚聲器）大小的影響。而數字功放內阻不超過0.2Q（開關管的內阻加濾波器內阻），相對于負載（揚聲器）的阻值（48Q）完全可以忽略不計，因此不存在與揚聲器的匹配問題。瞬態互調失真模擬功放幾乎全部采用負反饋電路，以保證其電聲指標，在負反饋電路中，為了抑制寄生振蕩，采用相位補償電路，從而會產生瞬態互調失真。數字功放在功率轉換上沒有采用任何模擬放大反饋電路，從而避免了瞬態互調失真。聲像定位對模擬功放來說，輸出信號和輸入信號之間一般都存在著相位差，而且在輸出功率不

11、同時，相位失真亦不同。而數字功放采用數字信號放大，使輸出信號與輸入信號相位完全一致，相移為零，因此聲像定位準確。升級換代數字功放通過簡單地更換開關放大模塊即可獲得大功率。大功率開關放大模塊成本較低，在專業領域發展前景廣闊。生產調試模擬功放存在著各級工作點的調試問題，不利于大批量生產。而數字功放大部分為數字電路，一般不需調試即可正常工作，特別適合于大規模生產。1.2產品名稱利用MOSFET實現D類音頻功率放大器1.3參考資料【1】何希才編著.新型集成電路及其應用實例.科學出版社.2002【2】陳永真等編著.全國大學生電子設計競賽試題精解選.電子工業出版社2007年6月【3】高吉祥編著.全國大學生

12、電子設計競賽培訓系列教程模擬電子線路設計.電子工業出版社.2007年5月原理D類功放工作在開關狀態，須將輸入的模擬信號轉化為脈沖信號，并用這個信號控制輸出級開關管的導通與關斷。所獲得的脈沖信號還需還原成模擬信號，可以通過低通濾波器實現。其中講的調制是將模擬信號轉化為脈沖信號；解調是將脈沖信號還原為模擬信號。總的來說D類音頻功率放大器可以用調制、脈沖放大、解調三大環節來實現。一般的脈寬調制D類功放的原理方框圖如圖2.1所示。圖2.1D類音頻功率放大器原理框圖D類音頻放大器一般采用異步調制的方式，即在調制信號（音頻信號）周期發生變化時，高頻載波信號周期仍保持不變。這種調制方式的優點是當音頻信號頻率

13、較低時PWM波的載波個數成數量級增多，這對抑制高頻諧波及減少失真非常有利，而且載波的邊頻帶遠離音頻信號頻率，故不存在載波邊頻帶與基波之間的相互干擾問題。PWM波經倒相后驅動H橋式逆變器PWM脈沖方波使對角方位的兩個功率管輪流地且等間隔的導通與截止，在H橋的輸出端電壓是一組等幅不等寬的正負對稱脈沖波，脈沖的幅值等于電源電壓，為了得到不失真的音頻信號，在H橋的輸出端之間加入LC低通濾波器以濾除高頻，前置放大器是在功率放大器之前加入的一級放大電路。其目的是對輸入功率放大器的各種信號源加工處理，或放大、或衰減、或進行阻抗變換使其和功率放大器的輸入靈敏度相匹配。對其要保證低噪聲、高信噪比、高轉換速率、輸

14、出電阻要小及頻帶要寬。圖2.2為工作波形示意圖，其中（a）為輸入信號；（b）為三角波與輸入信號進行比較的波形;V3*圖2.廠匸館皮形圖（C）為調制J器輸出的脈沖（調寬脈沖）；（dl）為功率放大器放大后的調寬脈沖;本電路結構如圖2.3所示（e）為低通濾波后的放夫電路。一調制環節由三角波發生電路和脈沖寬度調制電路構成。o6vcc27kR415Kl=l$VCC15kV6VOFF=OvVAMPL=100mvFREQ=1k9l20kU1A3.-CN00=0vcc6h運算放大器U1與R1、R2、R3及D3、D4組成電壓比較器；運算放大器U1與R4、R5、C3組成反相積分器，比較器與1453R5積分器首尾相

15、連，形成閉環電路,構成能自動產生方波、三角波的發5生器。圖中，第一個運放的輸出U01為方波，第二個運放的輸出U02為三角波。若雙向穩壓管Dz的穩壓值二，則電路參數為：1方波的幅度：U=Uo1mz（1）2三角波的幅度：RU=-2Uo2mRz3（2）3方波、三角波的頻率：f-3（3）4-C253從式（2）和（3）可以看出，改變電阻R與R可改變三角波的幅度，但會影23響方波、三角波的頻率；改變電阻R與C可改變方波、三角波的頻率，但不會53影響方波、三角波的幅度。2.1.3電路元器件及參數的選擇圖2.2中：U為TL082集成運算放大器，其引腳如圖2.5所示，取電源電壓VCC二+15V,VEE二-15V

16、,由于方波電壓的幅度由穩壓管D、D的值決定。指標34要求方波電壓的峰一峰值UW10V,o1p-p而穩壓管的正向壓降為0.7V，因此選用穩壓值分別為4.3V和-4.3V的穩壓管。-Output1-Invertinginput1-Non-invertinginput1-vcc-Non-invertinginput2-Invertinginput2-Output2*-cc+圖2.5TL082引腳圖由（2）式可得：RU842=02m=RU1053Z取R215kQ，貝UR3=20kQ,平衡電阻R=R/R1222kQ=9k。R4r2=5代入（3）式可得:3f=16RC=R=10kQo553=150kHz時

17、，取C=0.2nF,則R=10kQ，52.2前置放大器電路如圖2.6所示，設置前置放大電路，可是整個功放的增益連續可調，而且也保證了比較器的比較精度。取Vcc=5V,R1=R2=51K,反饋電阻采用電位器R6,取R6=24k，反相端電阻R3取2.4k，則前置放大器的最大增益Au為：R24A=1+4=1+=11UR2.43vccOC1音頻輸入111uMR1?51k4iR251k圖2.6300rOVCC卜?OVEEU1ATL0821前置放大電路R6Il考慮到前置放大器的最大不失真輸出電壓的幅值最大幅度Uim(U八o:V丿y4.7u231電路原理圖為了獲得對稱的反相信號，調制電路采用雙比較器方式。P

18、WM調制的電路結構如圖2.7所示：-OVCCVEER710kS901475C_M393J3B1N4148J5A124HC04圖2.7PWM調制的電路結構10k232電路結構原理分析ve0PWM比較器可采用最常見即可采用單電源供電，范圍為土IV-18V。為了提高LS9014KQ2393，弓|腳如圖2.8所示，其供電范圍較寬，-36V；又可采用奴電源供電，供電電壓的輸出電壓上升沿的速率，采用了跟隨器上VCC供電拉電路，其中電阻可以1OUT1U8Vcc1IN-212OUT1IN+362IN-GND452IN+圖2.8LM393引腳圖選擇10K,二極管可以選擇1N4148,晶體管可以選擇S9014。為

19、了改善驅動能力,在每一輸出端接有緩沖器，可以選用高速CMOS的反相器MC74HC04A,并采用3個單元并聯的方式增加驅動能力。2.4輸出級與輸出濾波器的電路結構考慮電源電壓僅有5V,并且輸出功率很低，僅1W，可以選用導通閥值電壓為3.5V的通用MOSFET,由于高的導通閥值電壓可以避免共同導通的問題，為了簡化驅動電路，可以采用P溝道MOSFET與N溝道MOSFET組合，采用這些措施后,使得輸出級的電路大大簡化。電路原理圖輸出級的開關管選用P溝道的IRF9540(、(-2V)(-4V)和N溝道的GS(th丿IRF540(V():2V4V)。其引腳參數如圖所示，輸出級與輸出輸出濾波器的電GS(th

20、)路結構如圖2.9所示：腳及參數Vqss=-100VRds伽)=117mQId=-23AD2PakIRF9540NSPbFTYPEIRF540DgdD3GateDrainSourceTO-2G2IRF9540NLPbFVdssRDS(on)Id100V0.077122AIRF540引C7IRF954Ik*3.1uF3.1uF.1uFout1110uF圖2.9輸出級與輸出濾波器的電路結構2.4.2電路結構原理分析L2如果MOSFET得導通閥值電壓低于電官源電壓的1/2時動電壓從地C6電位向高點位轉換或由高電位向低電位轉換的過程中，肯定會出現柵極電壓經過是，橋臂的兩個MOSFET將均勻進入導通狀態

21、，造成共同導通現象，是電源短路，盡管這個過程極其短暫對MOSFET造成不可逆的損毀，不僅如此毀還會降低放大器的效率。電源電壓的1/2,這，但是這個極其短促的短路電流會這個極其短促的短路電流所造成的損采用全MOSFET的輸出級是為了防止共同導通，需要在各MOSFET的柵極驅動信號中設置死去時間，死去時間設置的太大將會導致模擬電壓輸出的電眼幅度不足和可能產生因死區時間而造成的附加失真，死區時間設置過小則還會出現共同導通現象。D類音頻功率放大器的輸出實際上是經過脈沖寬度調制的脈沖串，并不是真正意義上的模擬信號，如果用這個信號驅動揚聲器，揚聲器機械運動的慣性可以起到濾波器的作用，因此在聽覺上與模擬信號

22、差別不大，但是如果這個信號接上電阻用示波器觀察，則不能看到模擬信號，而是脈沖串，在實際的應用中，通常要在輸出端加輸出濾波器，將脈沖串平滑成模擬信號。輸出濾波器的選擇：輸出濾波器是將D類功率放大器輸出的脈沖寬度調制的功率脈沖轉換為模擬電壓，作為D類功率放大器的最終輸出，輸出濾波器也可以認為是一種低通濾波器，與小信號電壓的低通濾波器是不同的，D類功率放大器的輸出濾波器不僅要“濾除”不需要的高頻分量，而且還要將可以通過的頻帶傳輸的功率所產生的損耗盡可能的低，因此需要采用幾乎沒有損耗的LC低通濾波TO器。考慮到開關功率級輸出的高頻PWM信號中包含有音頻信號，PWM頻率為幾百KHz,比音頻信號帶寬20-

23、20KHz大的多，故選擇輸出濾波器的截止頻率為30kHz,濾波器可采用雙極點濾波器，負載電阻為8Q。輸出濾波電容器的電容量為：Qf）-=9.4x10-7（F）u12x8x2兀x30 x103輸出濾波電感的電感量為：Lf2-鼻=4-x-=6x10-5(h)q60Qh)22kx30 x1030在電路中，輸出濾波電感由兩個電感L1、L2組成，為了盡可能降低輸出電感的磁場所產生的電磁干擾，電感應選用磁路基本上是封閉形式的。輸出濾波器的電容應選擇頻率特性良好、等效串聯電阻低、寄生電感低的電容器，如陶瓷貼片電容器。3、電路仿真方波、三角波發生器電路的仿真測試方波、三角波發生器性能指標的測試有：1輸出波形：

24、方波、三角波的波形如圖3.1所示2輸出頻率：如圖3.1所示：T=2x4us=8us11f=125KHzT8us3輸出電壓：一般指輸出波形的峰一峰值Uop-pop-p方波：U=8x1V=8V01p-p三角波：U=4.7x2V=9.4V02p-p4.波形特性：表征方波特性的參數是上升時間tr，一般要求tr100ns（1kHz，最大輸出時）；表征三角波特性的參數是非線性失真系數仏,YA=2%。圖3.1輸出方波、三角波波形圖PWM調制的電路仿真測試如圖為PWM調制電路的輸出波形，在H橋的輸出端電壓是一組等幅不等寬的正負對稱脈沖波，脈沖的幅值等于電源電壓，為0V和5v的高低電平，每個上下1輸入信號幅度：

25、200mv2輸出信號幅度：7.7x1V二7.7V3放大倍數：7.7VA-38.5V200mV4系統調試及問題分析4.1系統調試在電路焊接完并檢查無誤后接通電源，先按模塊對電路進行調試、測試，然后整體調試。三角波發生電路：為了調試方便，在焊接時將電阻R、R、R用變阻器代替。235在調試時，三角波頻率要求為音頻信號頻率的10倍左右，至少150k以上，通過調節電阻的阻值以達到要求，經調節電阻的最終阻值為：R=1400、R二42KQ23R二13KQ。測得頻率、幅值為：5三角波V二5x1v二5vp-p前置放大電路：輸入一個正弦信號調節R勺值觀察輸出信號的變化，當增加4到12倍左右時，開始出現失真，故增益

26、變化范圍為：112輸輸出信號：V=3.6x1v=3.6vpp故3.6A=12V0.3PWM調制電路：在三角波發生電路與前置放大電路能正常工作的前提下，將兩路信號接入調制電路，輸出幅值為4.5v左右的方波脈沖串。N溝道IRF540V二1.98VGS二3.12VGS二2.51VGS開關管輸出波形：首先測量確保場效應管處于導通狀態，波形都有失真，輸出幅值為5v左右。管子的V為：GSP溝道IRF9540V二2.37VGS數據測量最大不失真輸出功率放大器的輸入端輸入1KHZ的正弦信號，在輸出端接上兩個假負載電阻RL(8Q),用示波器觀察RL兩端的輸出電壓V0的波形，增大輸入信號，直至輸出電壓剛出現失真(

27、大約為10%左右)，此時用晶體毫伏表測量電阻RL兩端的最大不失真輸出電壓V與V，并測出此時的電源的電流0102最大不失真輸出電壓為：V=2.13V01V=2.55V02土15V電源電流為：I=0.02AI=0.03AC1C2+5V電源電流為：I=0.23AC3輸出功率：P二V01+V02二2.13-+2.55-=0.567+0.812二1.380（W）omRR88LL輸入功率：P二V-1二15VX0.02A+15X0.03A+5x0.23A二0.30W+0.45W+1.15W二1.90（W）VCC效率為：P1.38n=fx100%=x100%=72.6%P1.90V電壓放大倍數：輸入幅度為Vp

28、)=0.3V，頻率f=1KHz的正弦信號，用示波器觀察輸出信號的幅度。輸出信號幅度為：V(3x2V=6VV(3.5x2V=7Vo9-p丿o(p-p丿電壓放大倍數為：A二(p-p)=6二20(倍)VV0.3Ao(p-e!二Z二23.3(咅)VV、0.3I(p-p)通頻帶：保持輸入信號Vi的頻率不變，稍微減小輸入信號的幅度，是輸出信號在示波器上的高度正好為5格，是輸入信號的頻率由1KHZ逐漸升高是輸出幅度下降為原來的0.707倍，此時的頻率即為放大器的上線截止頻率f，用H同樣的方法下限截止頻率f。f=15KHZ4.3問題分析fL=57HZ在調試時，為了能使電源統一，試圖將15V電源調成5v，波形輸出幅度會變大，但當調到5v是，其中有一個場效應管會發燙。喇叭接在場效應管輸出也能放出聲音。這主要是喇叭本身就是一個小電感(大