1、5.1 下變頻 5.2 外差式接收機 5.3 零中頻接收機 5.4 低中頻接收機 5.5 寬中頻接收機 5.6 鏡像抑制混頻 5.7 正交失配的補償 5.8 信道化接收機 5.9 數字下變頻器DDC 對于軟件無線電而言，其核心思想是實現高度集成的收發機結構，并具有高度的靈活性和多模式通信的能力，因此盡可能多地利用數字信號處理技術替代傳統的模擬射頻技術是非常必要的。這種功能上的靈活性體現為兩個方面：一個是功能的靈活性，即在調制模式、編碼方式、幀結構等方面可以靈活設置；另一個是射頻的靈活性，即具有靈活多變的且盡可能全頻段的射頻覆蓋能力。接收機可以分成兩個主要部分：下變頻部分和解調部分。這兩個部分分

2、別考慮接收時的射頻和功能的靈活性實現。下變頻部分的功能是將所需信號濾出并轉換到適合解調的頻率上，一般需要較好的信號分離性能，可以采用模擬方式實現，也可以采用數字方式實現。解調部分在較低的工作頻率上完成解調工作，通過數字信號處理手段實現。根據是否采用中頻，軟件無線電接收機可以分為外差式和零中頻式兩大類，還可以從外差式中分出低中頻式接收機。另外還有一類可以同時接收多信道信號的信道化接收機。理想的軟件無線電接收機應該能夠消除模擬分立器件，實現單片集成電路接收，這雖然受到諸多的限制，對接收機的結構提出了特殊的要求，卻是軟件無線電發展的方向。在本章中，我們將從下變頻方式入手，對軟件無線電接收機的各種可用

3、結構進行學習，并深入了解軟件無線電接收機的設計需求。5.1 下 變 頻在通信系統中，為了易于信號發射以及實現信道復用，傳輸的信號頻率很高，因而信號的頻率變換是通信系統研究的重要內容。根據頻率變換前后的情況可以分為下變頻 (頻率減少)和上變頻(頻率增加)。在接收機中進行的是下變頻。下變頻的方法是將接收信號與本地振蕩器產生的本振信號相乘，然后通過低通濾波器獲得變頻后的信號。兩個相乘信號通過實數或復數表示可以分為實混頻和復混頻。在這里，一個重要的問題是鏡像信號的抑制。5.1.1 實混頻下變頻為了將包含所需通道的信號進行下變頻，所接收到的射頻信號可以與一個實的本振信號進行混頻或相乘，并進行低通濾波，其

4、基本原理如圖5-1所示。圖5-1中，本振頻率為fLO，中頻頻率為fIF。實混頻下變頻可以將中心頻率位于fc=fLO+fIF的信號轉換為中心頻率為fIF的信號，即 (5-1)圖5-1 實混頻下變頻 這里*=2f*，本書均遵循此例。由于采用了實混頻，因此還有一個頻率轉換的過程，即中心頻率位于fM=fLO-fIF的信號也可通過與本振信號相乘濾波而轉換為中心頻率為fIF的信號，即 (5-2) 我們在中頻觀察到的信號包含兩個不同的信號，分別稱為所需信號及其鏡像信號，這種現象也稱為鏡像信號干擾現象，其產生如圖5-2所示。從另一個角度來看，鏡像頻率干擾現象是因為實信號的正頻率部分和負頻率部分分別向中頻移動而

5、發生混疊造成的。圖5-2 實混頻下變頻的頻譜以及鏡像信號干擾現象注意，根據本地振蕩器的頻率fLO低于或高于所需信號的中心頻率的情況，鏡像信號頻率將相應低于或高于所需信號頻率。無論何種方式，所需頻道與鏡像頻道之間的間隔均為2fIF。圖5-3所示為本振頻率低端注入的情況。圖5-3 中頻頻率高低的影響(a) 高中頻情況，高鏡像抑制程度，低信道選擇性;(b) 低中頻情況，低鏡像抑制程度，高信道選擇性對于以上提到的鏡像信號現象，傳統的方法是采用鏡像抑制濾波(IR)，換句話說，就是通過采用帶通濾波器在頻率變換之前對鏡像信號進行抑制。這需要對中頻頻率進行正確的選擇：一方面，中頻頻率應該足夠高，因為所需信號與

6、鏡像信號之間的間隔為2fIF，而且鏡像抑制濾波器工作在射頻，為了能夠抑制鏡像信號，需要高的中頻，如圖5-3(a)所示；另一方面，為了實現高Q值的帶通濾波器，以抑制帶內的干擾信號，實現高選擇性的信道濾波，需要低的中頻，如圖5-3(b)所示。在接收機設計中需要進行綜合考慮。5.1.2 復混頻下變頻前面提到過，信號的頻譜分為正頻率部分和負頻率部分，鏡像干擾問題是下變頻時由信號的正負頻率部分向中頻移動而造成的。如果可以將正頻率部分和負頻率部分相分離，則鏡像問題就可以得到輕松解決，這可以通過復信號處理技術來實現。已知由兩路信號表示復信號，一路表示實部，另一路表示虛部。更為一般的稱呼是同相信號和正交信號(

7、I、Q信號)。因此當下變頻采用復混頻技術時，也稱為正交下變頻技術。若載波頻率高于本振頻率，則下變頻結構如圖5-4所示。圖5-4 復混頻下變頻對于I路信號，有 (5-3) 對于Q路信號，同理有 (5-4)可以通過正交下變頻并濾除倍頻后，將一個實信號變為一個在新頻率點的解析信號(復信號)。如果本振頻率與載波頻率相同，則可以得到復基帶信號，即 (5-5)通過上面的敘述，我們可以清楚地了解到復信號(或解析信號)在頻譜上的特點。因此，當實施正交下變頻時，僅有正頻率部分出現頻譜的移動，如圖5-5所示，這樣在實混頻中出現的鏡像頻率干擾現象并未出現。圖5-5 復混頻下變頻頻譜在理想情況下，正交下變頻技術具有完

8、全的鏡像信號抑制能力，消除了射頻鏡像抑制濾波器的使用，大大放寬了對模擬射頻濾波器的總要求，簡化了射頻前端，使接收機集成更為方便。然而，這需要I、Q兩個支路完全平衡。但在實際應用中，這一點是不可能實現的，鏡像信號的抑制能力為2040 dB，關于I、Q平衡的問題將在后面予以詳細論述。除鏡像頻率問題外，在頻率和相位調制系統中，接收機解調需要采用正交下變頻方式。5.1.3 帶通采樣直接下變頻 除了前面兩種常規的通過信號相乘混頻進行下變頻的方式外，采用帶通采樣也可以實現下變頻。在帶通采樣中，若采樣速率為fs，則采樣后的頻譜會反射或折疊進直流到fs/2的第1 Nyquist區，此時絕對頻率信息丟失了，即出

9、現了頻譜的搬移。如果選擇合適的采樣速率，則可以直接通過采樣來實現信號的下變頻。對于載波頻率為fc的模擬信號，由式(4-12)知，如果采樣速率fs滿足：fc=kfsk2B (5-6)則采樣后該載波頻率fc會折疊進第1 Nyquist區，頻率轉換為0，即該信號直接下變頻到基帶。但由圖5-6(a)可知，對于具有雙邊帶的模擬信號而言，必然會出現頻譜混疊現象，所以必須采用復采樣方式，如圖5-6(b)所示。 但是如果對于特殊的單邊帶信號，載波頻率與信號最高頻率(取下邊帶時)或最低頻率 (取上邊帶時)相同，滿足式(5-6)的條件，則可以采用常規的采樣方式直接下變頻，如圖5-7所示。圖5-6 具有雙邊帶信號的

10、采樣下變頻(a) 常規采樣下變頻；(b) 復采樣下變頻圖5-7 單邊帶信號的采樣下變頻(取上邊帶信號) 從另外的角度看，采樣實際也是一種相乘混頻的過程，因為采樣是通過輸入模擬信號與周期性沖激信號T(t)相乘實現的。值得注意的是，采用這種下變頻的方法可以使接收機的結構非常簡單，不僅實現了數字化，同時實現了下變頻。5.2 外差式接收機外差式接收機結構是非常經典的接收機結構。在外差式接收機中，射頻信號先通過第一級混頻器實混頻到一個中間頻率中頻，然后在中頻經過帶通濾波、增益控制等處理后最終變頻到基帶。在中頻后，信號一般通過正交下變頻到基帶，接收信號的數字化也在中頻后進行。采用這種結構是為了降低對ADC

11、的要求，如果一次下變頻的中頻頻率對ADC而言還是太高，則需要多級下變頻。由于會出現鏡像信號干擾問題，因此有用的射頻信號及與本振信號對稱的鏡像頻率信號同時被變換到相同的中頻頻帶內，形成干擾。這是這種接收機所面臨的主要技術難點，如圖5-2所示。因此，這種接收機射頻前端必須設置鏡頻抑制濾波器，以對鏡像信號進行抑制，而這樣的高頻濾波器只有當中頻頻率fIF足夠高的時候(使所需信號與其鏡像信號相隔足夠遠)才可實現。該濾波器是一個高Q濾波器(高達50以上)，在高質量的應用中常需要6階以上的濾波器以實現60 dB以上的鏡像頻率抑制，而且濾波器的中心頻率需要與本振頻率協同變換，以適應固定的中頻頻率。這樣的濾波器

12、是不可能集成實現的，必須采用大量的片外高品質因子的離散元件實現。一旦信號下變到中頻，就必須進一步進行中頻濾波以獲取所需信號，這個中頻濾波器也是一個高Q(高達50以上)、高階(810階)濾波器，集成這樣的中頻濾波器也是很困難的，雖然已經有集成模擬濾波器的應用，但對于大部分應用，其性能不佳。所以高性能的模擬濾波器是很難被替代的，而且價格很高。圖5-8給出了兩種外差式接收機結構。(1) 模擬中頻結構：在中頻后采用模擬方式繼續正交下變到基帶，最后進行數字化。這種方式的本振輸出兩路本振信號的相位正交性和幅度平衡性不易保證。(2) 數字中頻結構：在中頻后直接進行數字化得到數字中頻，并采用數字方式進行正交下

13、變。采用這種結構，用數字混頻正交變換可以保證本振輸出兩路本振信號的相位正交性和幅度平衡性。圖5-8 外差式接收機結構(a) 模擬中頻正交變換；(b) 數字中頻正交變換這種接收機在基帶通過數字信號處理實現功能的靈活性，在給定的處理和轉換帶寬內可以實現各種信號的接收和解調，但是這個帶寬必須仔細選擇，因為射頻部分相對固定。這種結構接收機的優點如下：(1) 有鏡像抑制濾波器和中頻濾波器的存在，使系統具有良好的選擇性。(2) 接收機增益分散在幾個不同頻率的放大器上。(3) 接收的射頻信號由實信號轉換為復信號階段采用的是固定的本地頻率，因此本地振蕩器僅需要在一個單一頻率上實現相位正交和幅度平衡，容易實現。

14、(4) 整個系統性能良好。其缺點如下：(1) 需要高中頻設置。(2) 由于是多變換結構，因此系統復雜度高。(3) 需要多個本地振蕩器。(4) 需要高性能模擬濾波器，因此該結構接收機不可能單片實現。5.3 零中頻接收機為了克服外差式接收機所固有的缺點，減少接收機的元器件數量，降低復雜度，一種顯而易見的方法是避免使用中頻，通過直接下變的方式將所需的通道信號直接從射頻轉換到基帶。這就是目前備受青睞的零中頻接收機結構，該結構也稱為直接變換結構。中頻部分的完全消除使接收機結構非常簡單，大部分的信道選擇以及放大等工作是在基帶完成的。一方面，大部分信號處理工作在較低的速率上，這樣系統的功耗較低；另一方面，由

15、于射頻放大量適中，因此引入的噪聲也是較低的。在下變頻時，由于中頻為0，因此所需信號的鏡像信號就是本身，但是這并沒有消除鏡像信號的問題(很多地方認為這樣做消除了鏡像信號是不對的，鏡像信號只是與所需信號同頻而已，所需信號與其鏡像信號是不相同的)。從圖5-9中可看出，直接下變到基帶使原信號的低邊帶和高邊帶互相混合而無法區分。圖5-9 零中頻造成的頻譜混疊解決的方法就是采用正交下變頻，即采用正交的本振(復本振，僅有正頻率量)信號與輸入信號進行混頻，這樣僅有負頻率軸上的信號會下變到基帶，因此不會產生混疊，如圖5-10所示。圖5-10 正交下變頻到零中頻具體實現可分為數字正交混頻和模擬正交混頻兩種方式，如

16、圖5-11所示。常用的是模擬正交混頻方式，以降低ADC的要求，在這種方式下，ADC的采樣速率只需大于信號帶寬(二倍于基帶帶寬)即可，所需位數一般為810 bit。圖5-11 零中頻接收機結構(a) 模擬正交混頻；(b) 數字正交混頻零中頻接收機的優勢是非常明顯的。這種接收機根本不需要分立的高Q可調帶通濾波器，在大部分應用中，僅需要固定的寬帶高頻濾波器來降低下變頻部分所需要的動態范圍，并防止射頻和本振的諧波分量的混頻，而低通濾波器很容易通過模擬或數字方式集成實現。 零中頻接收機的優點如下：(1) 采用數字濾波器允許實現性能較好的信道濾波，比如線性相位濾波器可使對調制信號的損傷較小。(2) 鏡像頻

17、率位于帶內，需要實現鏡像抑制，對于大部分系統，通過增益和相位平衡的正交下變換使鏡像信號抑制要求不高。(3) 僅需要一個本地振蕩器。(4) 沒有中頻，易于單片實現。但是零中頻接收機也有一些缺點。在理論上，正交下變頻對鏡像信號的干擾抑制能力是無限的，其鏡像信號抑制的要求不如外差式接收機嚴格。在外差式接收機中，鏡像信號抑制能力必須很強，因為鏡像信號有可能大于所需信號，但在零中頻接收機中，40 dB的抑制能力就可以獲得相當好的效果。這樣的零中頻接收機對正交同相兩支路的平衡非常敏感，兩個下變換支路的平衡程度會使鏡像信號的抑制能力受到限制。對于零中頻接收機，本地振蕩器需要在整個接收頻率范圍內實現兩路相位正

18、交、幅度平衡的本地頻率輸出。另外，零中頻接收機還有其他一些缺點，總結如下：(1) 需要高精度、寬帶的正交網絡。(2) 存在直流失調。(3) 本振信號的泄漏發射。(4) 大部分信號增益出現在一個頻帶上，具有潛在的不穩定性。(5) 1/f噪聲或閃爍噪聲的影響嚴重。(6) 存在二階失真。下面對影響零中頻接收機性能的幾個因素做具體說明。1. 直流失調直流失調是零中頻接收機所面臨的一個重要問題。直流失調即在零中頻接收機中，由于本振信號和接收端的載波信號的頻率相同，因此本振信號可能通過混頻器、低噪聲放大器泄漏至天線端并反射回來，或通過其他途徑泄漏，該泄漏本振信號與本振信號混頻將產生直流失調，可能造成后級飽

19、和淹沒有用信號。直流失調產生的原因很多，典型的原因是本地振蕩器信號泄露到低噪聲放大器或混頻器的輸入端，也可能產生于混頻器的不平衡。一旦泄漏信號出現，它們就會和自身混頻而在基帶放大器產生直流電壓，這種現象稱為自混頻。同頻率的干擾信號也會產生自混頻現象，進而產生直流電壓。一般直流失調可以分為靜態和動態兩類，其中靜態直流失調來源于接收機本身的本振泄漏及自混頻，其產生來源如下：(1) 接收機本振到下變頻器的泄漏。(2) 接收機本振的本地反射，本振信號通過天線泄露發射出去并反射回來。(3) 從本振直接泄漏到發射及輸入端。(4) 從本振直接泄漏到前級低噪聲放大器輸入。(5) 從本振直接泄漏到前級低噪聲放大

20、器輸出。圖5-12所示為本振泄漏路徑示意圖。圖5-12 本振泄漏路徑示意圖動態直流失調來源于接收機環境時變因素的不恰當補償，其中包括接收機本振的本地反射信號被接收機接收并下變頻。另外，信號強度快速增加也會造成直流失調，如Rayleigh衰落。由于AGC無法快速跟蹤，因此造成非線性二階或偶階分量的產生，并產生一個直流信號。但是，為什么直流失調會產生性能的影響呢？ 下面給出一個直觀的例子，如圖5-13所示。圖5-13 直流失調所產生的影響假定本地振蕩器的信號幅度為0 dBm，本振到低噪聲放大器輸入端的隔離度為80 dB，則輸入低噪聲放大器的本振信號強度為-80 dBm，而輸入信號強度為-100 d

21、Bm，經過兩級共100 dB的放大，將在ADC的輸入端造成20 dBm的自混直流電壓，而有用信號的強度僅為0 dBm，即自混頻信號比有用信號大20 dB。另外，直流失調對基帶I、Q信號的影響是移動了信號星座原點，如圖5-14所示。這樣必然造成解調時性能的下降，也會造成基帶ADC或放大器的飽和，并降低了ADC的動態范圍。對大部分數字信號來說，濾除直流失調(在兩路分別使用高通)而不損失有用信號能量是不可能的，因此需要采用其他方式解決這個問題。圖5-14 由于直流失調造成的星座原點偏移一般來看，如果直流失調是穩定的，則消除并不困難，但是由于天線所處的周圍環境可能是時變的，因此從天線返回的本振信號的泄

22、漏信號也是時變的，這就意味著直流失調是時變的，消除時變的直流失調將較為困難。直流失調的補償方法有以下幾種。1) 頻率調整由于本振信號泄漏是直流失調產生的重要原因，因此將與所需信號同頻的本振信號移開就成為解決直流失調的常用方法。該方法主要采用其他頻率的“本振”信號通過倍頻、分頻、和頻等方式合成與所需信號同頻的、 可用于混頻的真正的本振信號，如圖5-15所示。圖5-15 頻率調整示意圖2) 電容耦合電容耦合指通過電容或高通濾波器濾除直流成分，如圖5-16所示。但這樣會產生新的問題，一般而言，大部分調制方式能量集中在低頻附近，而且某些調制方式具有直流成分，采用這種方法會造成信號失真，而且高通濾波器的

23、使用會產生長的時延，所以這種方法并不常用。當然，也可以采用沒有直流分量或低頻分量較少的調制方式，但顯然這樣的設計方式對于軟件無線電而言是不合適的。圖5-16 直流失調的消除(電容耦合)3) 直流校準在不能采用電容耦合的場合，可以采用給系統注入一個合適的直流信號的方式消除直流失調。接收機通過對輸入信號進行計算獲得輸入信號的平均值(時間從數秒到數分鐘)，這個平均值會送到前面被減去，這種計算通常采用數字方式實現，如圖5-17所示。這種方法的缺點是不能有效地補償動態直流失調，除非這種動態直流失調的變化慢于補償的速度。針對這種動態的直流失調，除了可以采用電容耦合方式外，還可以采用連續時間反饋的方式，即采

24、用伺服控制環路。圖5-17 直流失調的補償(直流校準)4) 伺服控制環路如圖5-18所示，伺服控制環路與直流校準方法類似，使用積分器代替了原來的采樣/保持器，這個積分器可以跟蹤直流失調的方向，即輸入為正則輸出數值增加，反之亦然，積分器的輸出通過DAC，使其輸出增加直到能夠與直流失調相抵消。系統包括兩個環路，即I支路和Q支路，它們各自獨立工作，因為兩個支路的直流失調通常也是獨立的。圖5-18 直流失調的補償(伺服控制環路)這種方法的缺點是系統有限的環路帶寬不可避免地造成接收機信噪比下降，這是因為在直流周圍的有用信號能量會被削去，這與采用電容耦合方式的缺點類似。除了以上的方法，還有一些特殊方式，比

25、如在TDMA系統中采用了一種特殊的自適應濾除直流失調的方法，系統在突發時隙的間隙計算直流失調，隨后在下一個突發信號時隙中將直流失調減去。2. 1/f噪聲對系統影響的有兩個主要的噪聲成分：1/f噪聲和散粒噪聲。其中1/f噪聲存在于大部分半導體器件中，其影響甚至起支配作用，因而有時也稱為半導體噪聲或閃爍噪聲。1/f噪聲通常是頻率低于200 Hz時的主要噪聲源，對于零中頻接收機的影響比較大。其功率譜密度的表達式為 (5-7)式中，kn是一個常數，等于1 Hz處的功率譜密度；的取值范圍為0.81.4，通常取1，則有 (5-8)圖5-19 1/f噪聲即噪聲的功率譜密度和頻率成反比，這也是其名稱的由來。如

26、圖5-19所示，圖中f是1/f噪聲等于熱噪聲時的頻率，這個頻率與器件工藝有關，比如BiCMOS器件約在48 kHz，MOSFET器件約在1 MHz。 在零中頻接收機中，由于中頻為零，因此1/f噪聲的影響是非常大的，對低頻分量豐富的信號尤其如此。3. 二階或偶次失真當輸入頻率分別為f1和f2的兩個單音信號，且接近系統通帶時，如果系統具有非線性特性，則必然會產生兩個單音信號的互調成分mf1+nf2，這稱為互調失真。根據k=m+n，互調成分稱為k階互調失真，根據其為奇數或偶數，可分別稱為偶次互調失真和奇次互調失真。當兩個輸入信號頻率較為接近時，我們可以得到其二階和三階互調失真，如圖5-20所示。圖5

27、-20 二階和三階互調失真示意圖(f1=5 MHz，f2=6 MHz)可以注意到，三階失真2f1-f2和2f2-f1與原信號非常接近，可能會進入帶內引起干擾，而二階失真距原信號通帶較遠，很容易被濾掉。因此，在外差式接收機中一般僅需要考慮三階失真。在零中頻接收機中，雖然二階失真分量仍然處于射頻通帶外，但有一個低頻互調分量(f2-f1)位于基帶頻譜內，不能在后面的基帶信號處理中過濾掉，通過混頻器的泄漏會對后級造成影響，如圖5-21所示。當然，其他的偶次互調失真也會有類似的效果，但以二次互調失真為佳。圖5-21 二階互調產物直接泄漏的效果另外，射頻二次諧波(來自與射頻放大器的二次失真)與本振二次諧波

28、混頻也是產生二次失真的重要源頭。二次失真將調制在信號的幅度上，由于幅度衰落將引起接收機輸出錯誤，類似于用三階截獲點IP3來描述三階互調失真，可以由二階截取點IP2來描述二階互調失真。圖5-22 截獲點和1 dB壓縮點的定義如圖5-22所示，將兩個單音信號輸入系統，將單音信號的輸出和三階互調產物的輸出功率作為輸入信號功率的函數畫出，對于正常信號，輸入每增加1 dB，輸出也增加1 dB，對于二階互調失真，每增加1 dB，輸出增加2 dB，兩個線的交點就是二階截獲點。在該點，信號與干擾信號的輸出幅度相同。但是實際的輸入/輸出特性不是這樣，當輸入達到一定的程度時，輸出信號開始受到壓縮，這里采用1 dB

29、壓縮點來描述，在這個點上輸出信號與理想輸入/輸出特性相比被壓縮了1 dB。因此，優秀的IP2是直接變換接收器具有良好性能的先決條件。解調器的混頻器與LO信號路徑不匹配可能產生帶內二階互調分量，輸入RF信號的二階諧波(來自RF放大器的二階失真)也可能與LO信號的二階諧波混合在一起產生類似的效果。因此，集成解調器具有較高IP2對防止偶階互調干擾基帶信號相當重要，通過在I和Q輸出端正確過濾無用高頻混合分量可進一步增強此性能，這將有效防止無用混合分量耦合到解調器，產生帶內二階互調。一種便利的方法是用并聯電容作為各個輸出端的終結器，電容值可根據工作頻率和具體的印制電路板(PCB)布局進行優化。4. 中頻

30、信號泄漏發射本地中頻信號不僅可以造成自混頻現象，另外它可能通過天線發射出去而造成問題，因為在零中頻結構(直接變換結構)中，本振信號處于帶內，所以它可能對鄰近接收機造成干擾。圖5-23所示為中頻信號泄漏發射示意圖。圖5-23 中頻信號泄漏發射示意圖5.4 低中頻接收機從前面的內容可以了解到，外差式接收機與零中頻接收機都具有各自的特點，對于軟件無線電，零中頻接收機是非常理想的，但是由于存在直流失調等問題，其應用在現階段仍然受到限制。我們希望既能夠獲得良好的集成度，又可以消除零中頻接收機的某些缺點，結合兩者的優點，就提出了低中頻接收機。這種接收機具有類似零中頻接收機的正交下變頻結構，但仍然保留一個較

31、低中頻。從鏡像信號抑制的角度看，采用正交下變頻方式可以完全消除射頻前端對高頻鏡像抑制濾波器的需求。圖5-6所示表明在正交下變頻中，混頻采用略低于載波頻率的本振進行工作的情況。圖5-6中所需信號和鏡像信號都被下變頻到中頻，然而，這兩個信號并不相互混疊，所需信號位于負頻率上，鏡像信號位于正頻率上。這樣將鏡像頻率抑制從高頻部分移向中頻部分，用來抑制鏡像信號的高性能高頻濾波器就不再需要，類似于零中頻接收機僅需要寬帶高頻濾波器，對于過去為了使鏡像抑制濾波器易于實現的高中頻設置就沒有必要了。 此時，我們就可以采用低中頻設置(比如在12倍所需信號帶寬或在幾百千赫茲范圍左右)，中頻濾波器就可以采用低Q濾波器(

32、Q=1，2)，這種帶通濾波器與零中頻接收機的低通濾波器一樣易于集成實現。在這種結構中，鏡像信號抑制通常在下變頻之后，在數字信號處理器中以較低的頻率完成。因此，低中頻與零中頻接收機緊密相關，低中頻可完全集成并采用單級直接下變頻。低中頻接收機結構如圖5-24所示。根據正交變換的方式可以將低中頻結構接收機分為模擬正交變換結構和數字正交變換結構，常見的是模擬正交變換結構，這種結構可以降低ADC的要求。可以看到，低中頻和零中頻接收機非常類似，兩者的主要差別在于低中頻結構接收機并未直接下變到基帶，這樣就克服了零中頻接收器的主要缺點。圖5-24 低中頻接收機結構(a) 模擬正交混頻；(b) 數字正交混頻雖然

33、從概念上講低中頻接收機并不復雜，但在實際應用中它面臨著新的問題。對于正交下變頻后得到的低中頻信號，其包含所需信號頻譜和鏡像信號頻譜，后面的工作主要是對鏡像信號進行抑制。一般有兩種濾波方式進行處理： 一種采用復數濾波器(見附錄)；另一種采用實濾波器。圖5-25所示為采用復濾波器的低中頻接收機結構。圖5-25中，鏡像信號通過復濾波器被抑制，最后下變頻到基帶，通過與實的正弦信號(二本振信號)相乘來實現。在低頻復帶通濾波器后，所需信號與相鄰的鏡像信號相分離并被采樣。圖5-25 采用復濾波器的低中頻接收機結構(a)詳細表示；(b) 簡略表示所需要的ADC的動態范圍(或位數)與零中頻接收機相同，約810

34、bit。采樣速率的選擇也與零中頻接收機相同，若采樣頻率等于中頻頻率，則采樣就可以直接實現下變頻。在圖5-26中給出了低中頻信號通過復濾波器濾除鏡像信號，并與實二本振信號混頻至零頻的過程。圖5-26 采用復濾波器低中頻接收機實現最終下變頻示意圖圖5-27表示另一種下變換的方式。一個實帶通濾波器用于將所需信號和鏡像信號統一從整個信號頻譜中分離出來，因此頻譜中包含所需信號和鏡像信號，兩路信號構成一個具有正負頻率分量的復信號，最終的下變頻需要使用復二本振信號，否則在基帶會發生混疊。下變頻后鏡像信號將位于2fIF，因此在完成最終下變頻后，必須采用低通濾波器確保鏡像信號(位于2fIF)受到足夠的抑制。在下

35、變到低中頻之后，信號就準備進行采樣，為了方便進一步下變，采樣速率應該為4倍中頻，這個速率是采用復濾波低中頻接收機的2倍(這非常正常，因為實濾波出的信號頻帶寬了一倍)，但在實現上并無困難。 與前者相比，最主要的差別是ADC所需要的位數，在本結構中，需要對同時存在的所需信號和鏡像信號進行采樣，而且鏡像信號可能高于所需信號2030 dB，需要額外提供45 bit精度。如果所需信號需要10 bit精度，則ADC需要16 bit精度，即便是一般應用場合也需要12 bit精度。當然，如果精心選擇中頻頻率，使鏡像信號位于頻譜的空缺中，則會降低這個要求。值得注意的是，由于1216 bit ADC自身具有較好的

36、防混疊濾波器，因此，在實際中并不需要專門設置這個實濾波器。圖5-27 采用實濾波器的低中頻接收機結構(a) 詳細表示；(b) 簡略表示圖5-28給出了低中頻信號通過實濾波器濾波，并與實二本振信號混頻至零頻的過程。注意：在這個過程中，鏡像信號是一直存在的，先變頻到二倍中頻處，最終通過低通濾除。低中頻接收機的優點如下：(1) 解決了零中頻接收機所面臨的直流失調問題。(2) 本振和射頻之間泄漏少。(3) 復雜度適中，比外差式低，比零中頻高。圖5-28 采用實濾波器低中頻接收機實現最終下變頻示意圖其缺點如下：低中頻接收機需要良好的鏡像信號抑制能力。在零中頻接收機中，鏡像信號就是所需信號本身，這樣40

37、dB的鏡像抑制就可獲得40 dB的信噪比。而在低中頻接收機中，鏡像信號可能比所需信號高，比如為鄰近信道的強信號。當鏡像信號比所需信號高30 dB時，若要獲得40 dB信噪比，則需要70 dB的鏡像信號抑制。為了降低對抑制能力的要求，通常會精心選擇鏡像頻率，比如選擇位于兩個傳輸信道之間。若采用這樣的方式，鏡像信號的抑制范圍應該在5060 dB之間。5.5 寬中頻接收機在傳統的接收機中，不同的用戶都被下變到一個信道或頻段上，接收機的選擇性主要是通過模擬的信號處理手段實現的。實際上我們對盡可能采用數字信號處理手段完成全過程是非常感興趣的，這樣可以采用寬中頻接收機結構，如圖5-29所示。圖5-29 寬

38、中頻接收機結構這種接收機是數字中頻接收機的擴展。一組寬帶射頻信號作為一個整體下變到接近基帶的位置，隨后通過NCO實施數字域正交下變頻，在基帶I、 Q采用數字低通濾波器來實現信道選擇。這種結構的接收機其信道的選擇性非常好，而且接收機的靈活性好，易于多通信標準的實現。然而，由于寬帶ADC的功耗很高，因此如果沒有性能理想的ADC，在移動端采用這種接收機結構是不現實的。寬中頻接收機是中頻信道選擇接收機，前面介紹的幾種接收機屬于射頻選擇信道的接收機。相比之下，寬中頻接收機具有以下優點：(1) 由于將所有的信道都下變頻到中頻，而不使用高階的帶通濾波器抑制鏡像，因此有較高的集成度。(2) 由于第一級本振頻率

39、固定，因此可以使用低帶寬的鎖相環，獲得低相位噪聲。(3) 本振在接收信號帶外，相位噪聲對接收信號影響小。(4) 由于信道的選擇在中頻完成，鎖相環需要的分頻比降低，因此鎖相環中參考晶振、相位檢測器和分頻電路對頻率綜合器的相位噪聲影響減小，且較低的分頻比使鎖相環輸出的寄生分量減少。寬帶接收機的主要缺點如下：第一次下變頻前幾乎沒有濾波，使得第二次下變頻不得不使用大動態范圍的信號。由于要在第二次下變頻時選擇頻段，因而增加了電路實現的難度。當輸出頻率是基帶或者低中頻時，存在著與零中頻接收機或低中頻接收機相似的問題。寬中頻接收機還可以作為信道化接收機的基礎，這在后面可以進一步了解。5.6 鏡像抑制混頻從前

40、面的討論中已經可以看出，鏡像信號的干擾是接收機設計時的一個重要因素。常規的方法是通過濾波器，另外的方法是采用合適的濾波器結構實現鏡像抑制混頻。鏡像信號的抑制原理如下：從前面的論述可以看到，鏡像信號與所需信號分別位于本振頻率兩側相距一個中頻頻率的位置上，當接收機進行下變后，鏡像信號和所需信號分別位于零頻兩側相距一個中頻頻率的位置上。若鏡像信號通過正交下變頻得到兩路正交的信號a(t) cos(t+)、a(t) sin(t+)，則我們通過Hilbert變換知道有以下關系： (5-9) 同理有顯然，僅令其中一路經過Hilbert變換，則這兩路信號通過相加或相減就可以完全相互抵消，使鏡像信號消失。當然，

41、在上述過程中所需信號同樣也進行了正交變換以及Hilbert變換，這樣為了保證鏡像信號相互抵消，同時所需信號正常輸出，只需要保證正交變換后其中一路的鏡像信號與所需信號相互異號即可。5.6.1 Hartley鏡像抑制混頻Hartley 接收機就是基本的鏡像抑制混頻接收機結構。在正交下變頻后，形成兩路正交的信號，對這兩路信號進行90相移，然后通過相加(或相減)實現對鏡像信號的抑制，其結構如圖5-30所示。圖5-30 鏡像抑制混頻接收機結構以窄帶信號為例，接收信號頻率為c，相應鏡像信號頻率為M，中頻為IF，本振為LO，有c-LO=-IF, M-LO=IF。接收到的射頻信號為RFin=a(t) cosc

42、t+aM(t) cosMt (5-10) I路： (5-11)同理，Q路： (5-12)可以觀察到，Q路的鏡像信號與所需信號是異號的，因此對Q路進行Hilbert變換，即移相90，輸出為取“-”相加就得到f(t) cosIFt，鏡像信號被抑制掉了。下面給出Hartley 接收機的一個實現，如圖5-31所示。在正交下變頻后，使用RC 移相網絡將兩路信號分別移相，實現兩路90的相移，即兩路相移分別為 (5-13) (5-14) (5-15) 在輸出端通過相加或相減消除鏡像信號，即可得到需要的信號。由于RC 移相網絡對失配很敏感，鏡像抑制的精度有限，且大的電阻和電容也無法實現片上集成，因此該結構很少

43、被使用。圖5-31 Hartley接收機的實現5.6.2 Weaver鏡像抑制混頻Hartley鏡像抑制接收機的問題是實現90的相移較為困難，因此提出采用Weaver鏡像抑制混頻結構，其特點是采用正交乘法實現90的相移，其結構如圖5-32所示。它包含兩個本振信號，本振1用來實現接收信號的正交變換，本振2用來實現90相移。圖5-32 Weaver鏡像抑制混頻結構5.7 正交失配的補償在采用正交下變頻技術時，本振信號實際上是一個復信號，僅具有單邊功率譜，因此沒有鏡像信號對所需信號的干擾問題，具有理論上無限的鏡像頻率抑制能力，但是這要求兩條支路相互匹配，如果不是這樣即出現正交失配現象，則會造成有限的

44、鏡像信號抑制能力。考慮一個單正頻率本振信號： (5-16) 如果考慮幅度和相位失配分別為g和，則這個信號為 (5-17) 顯然，當失配現象出現時，原正頻率信號會分裂為兩個正、負頻率信號，其幅度分別為K1、K2，這樣將使原來在fLO處的一些信號能量轉換到-fLO處，形成一個新的信號分量。在實際中，鏡像分量的能量會有一部分轉換到所需信號中形成干擾，同時所需信號能量也有所降低，對鏡像頻率抑制不利。為了表征正交失配對鏡像頻率抑制的影響，可采用鏡像抑制比來描述。鏡像抑制比(IRR)定義為信號功率與鏡像信號功率的比值。 (5-18) 根據式(5-18)可以得到失配時鏡像抑制比曲線，如圖5-33所示。圖5-

45、33 鏡像抑制比曲線圖5-34給出了正交失配情況下I/Q解調器星座圖, 圖中, 表示正常星座點，表示正交失配星座點。一般而言，幅度不均衡所造成的影響不是很嚴重，而相位不正交所造成的影響是比較大的，需要充分考慮。圖5-34 正交失配情況下I/Q解調器星座圖通常的補償方案如圖5-35所示，一般在基帶通過數字方式實現。其原理很簡單，既然正交失配的影響使正交同相兩路信號互相泄漏，那么補償的方法就是在兩路中再次引入對方成分加以抵消。其算法通過調整4個系數來實現。正交失配的影響在零中頻發射機中影響較大。對于有固定中頻的發射機，由于中頻固定，因此失配問題易于解決。圖5-35 正交失配的補償5.8 信道化接收

46、機5.8.1 信道化概述軟件無線電系統是具有全頻段、多模式工作能力的通信設備，具有可以同時支持多個信道的能力。具有這種能力的接收機也稱信道化接收機(信道化是指通過指定信道對通信實施管理的過程，進而可以指采用多信道傳輸數據的結構)，信道化接收機在很多方面都有應用。例如在軍事中應用于電子戰系統中的偵察接收機，它必須允許同時監視大量信道，且要求其設備水平應該是合理可接受的；另外，在民用移動通信的基站設計中，信道化接收機也是具有吸引力的，因為在基站中同時會有多個信道接收。我們也可以把這種可支持多信道的結構稱為寬帶結構，前面所涉及的支持單信道的結構稱為窄帶結構。信道化是通過數字方式完成的，即在ADC之后

47、，根據ADC的使用情況，可以把接收機的前端分為中頻采樣和零中頻變換，如圖5-36所示。在中頻采樣系統中，寬帶信道的輸入/輸出都以預定義的中頻為中心。在零中頻系統中，寬帶信號直接通過正交下變頻轉換為基帶信號，隨后完成信道化的任務。圖5-36 信道化的過程兩相對比，在給定帶寬的情況下，中頻采樣系統需要信道化的處理速度要高于零中頻系統。比如，一個中心頻率為70 MHz，帶寬為60 MHz的信號需要采樣速率不低于200 MSPS (參見圖5-37)，而同樣的帶寬如果是在零中頻系統中，則需要60 MSPS采樣速率(屬于正交采樣)。另外，允許后者可以工作在較低的速率下。其他差異我們前面已經有所對比。圖5-

48、37 信道化接收機的前端(a) 中頻采樣寬帶接收機；(b) 零中頻寬帶接收機具體實現信道化還需要考慮射頻信道的分配情況。射頻信道的分配可以分為以下兩種情況。一種是射頻中各個信道帶寬相同且間距相等。例如，GSM900系統定義了上行鏈路為890915 MHz，下行鏈路為935960 MHz，分別包含124個載波或信道，間隔200 kHz，如圖5-38所示。對于這種結構的信道分配，接收機可以利用信道結構的規律特點來采用非常高效的信道化方式。圖5-38 信道規則分配情況(GSM900上行射頻信道結構)另一種是信道帶寬及間距都沒有什么規律，而且可能是動態變化的。這種結構在多模式接收機中會遇到。比如多標準

49、的衛星通信系統，如圖5-39所示。在這里，每個信道分配的帶寬、間隔各不相同，采用的調制模式、速率、信號強度等各項指標均不一樣，信道化接收機必須有足夠的靈活度來滿足這些信號的分離接收。圖5-39 信道非規則分配情況(寬帶衛星無線鏈路)5.8.2 信道化方法1. 數字下變頻數字下變頻方式最為常見，這種方法在前面寬中頻接收機結構中已經有所了解，但前面介紹時并沒有強調多信道接收的同時性。數字下變頻原理框圖如圖5-40所示，圖中共有M個同時接收子信道，分別采用M個本地振蕩頻率進行下變并濾波，獲得基帶信號。圖5-40 數字下變頻信道化原理框圖數字下變頻的具體實施結構如圖5-41所示，接收機中采用了多個分離

50、的正交下變頻器，采用NCO實施數字域正交下變頻。在基帶I、 Q采用數字低通濾波器來實現信道選擇，信道選擇性非常好，而且接收機的靈活性好，易于多通信標準的實現。與多個獨立的接收機相比，采用這種方法將節省大量的射頻硬件。另外，分離后的信道帶寬較低，需要通過抽取獲得與信道帶寬形式相應的數據速率。根據各帶寬的不同，可以有不同的濾波和抽取方式。比如，窄帶信道就需要比寬帶信道高的抽取率，這可以通過多級抽取實現。圖5-41(b)所示的窄帶應用中， 通過增加CIC濾波器來實現進一步的抽取，后級的FIR濾波器則是為了補償CIC濾波器的特性。圖5-41 數字下變頻信道化(a) 寬帶數字下變頻；(b) 窄帶數字下變

51、頻數字下變頻信道化方法還有一種結構，它不是直接將信道進行分離，而是首先將所覆蓋的頻段分成上下兩信道，分別進行下變頻，然后在每一個部分中分為上下兩個信道再進行下變頻，以此類推，直到區分出最終各個分信道，這種方法稱為二叉樹信道化法，如圖5-41所示。該方法及相應的接收機結構如圖5-42所示。數字下變頻信道化的優點是： 在信道載頻和帶寬的選擇上比較靈活，但對于復雜的信道結構，比如當寬帶和窄帶信道混在一起時，信道接收機的結構也會變得復雜。圖5-42 二叉樹信道化(a) 二叉樹信道化的頻譜劃分; (b) 二叉樹信道化的接收機結構2. 頻域濾波頻域濾波是在濾波過程中利用FFT技術的一種方法。在時域中，濾波

52、過程由濾波器的沖激響應和輸入信號的卷積來實現。如果變換到頻域，則濾波過程就轉換為濾波器的頻率響應和濾波器的頻率響應與輸入信號的傅立葉變換的乘積，對結果再進行傅立葉反變換即可，即y(t)=h(t)*x(t) Y()=H()X() (5-19)雖然和使用時域卷積相比，這種方法較為間接，但是由于可以使用FFT計算傅立葉變換和反變換，因此計算效率很高。但是FFT的應用導致輸入信號和濾波器沖擊響應之間進行的是循環卷積，而不是線性卷積，因此需要對該算法進行適當修正。修正的方法有兩種：重疊保留(overlap and save)和重疊相加(overlap and add)。這兩種方法的實質就是把長的數據劃分

53、為較短的段，劃分時段與段之間有某種形式的重疊，各段分別進行FFT，最后合成為總的FFT結果。頻域濾波的結構如圖5-43所示。輸入的數據首先進入重疊緩存劃分成重疊的段，分別進行FFT并合成，輸出的FFT各點的值就代表著輸入數據的總的頻率成分，然后分別將所需信道的頻率成分與各信道濾波器的頻率響應相乘得到相應的頻域輸出，最后進行反FFT變換得到時域結果并輸出。采用頻域濾波信道化使得大量的無論是寬帶還是窄帶的信道化都可以在相同的信道化結構中共存，因此提供了非常好的靈活性和很高的信道密度。圖5-43 頻域濾波的結構3. 多相FFT濾波器組如果信道劃分是等間隔的，則采用多相FFT濾波器組是信道化最有效的選

54、擇。這種結構使用多相濾波器來分離并抽取不同的信道，然后采用FFT將每個信道轉換到基帶，它僅需要單FIR濾波器結構和一個FFT，從而提高了效率。圖5-44為接收機輸入信號單邊頻譜。由圖5-44可以看到, 輸入信號頻譜由M個等間隔的信號頻譜構成，不失一般性。我們可以將所需的頻段等效到02數字頻域中，如圖5-45所示。圖5-44 等間隔分布的信道結構圖5-45 信道的數字頻域分布為了實現對這M個信道信號的接收，應該首先進行下變頻，然后進行低通濾波。為了使速率與帶寬相適應, 應對濾波后結果進行抽取，如圖5-46所示。這種方式的濾波器較多。根據等效原理，下變頻后低通濾波等效于帶通濾波后下變頻，如圖5-4

55、7所示。圖5-46 多載波下變頻結構接收機(下變頻+低通濾波+抽取)圖5-47 等效原理將下變頻移到抽取的位置后，下變頻時的數據速率降低，數字域頻率相應乘以M，則頻率相乘項消去，如圖5-48所示。這樣我們就得到了圖5-46的等效形式，如圖5-49所示。圖5-48 抽取與下變頻位置變換的等效形式圖5-49 信道化接收機的下變頻濾波結構的等效形式我們已經了解過多相濾波器，低通原型濾波器可以用M相表示，即 (5-20) 圖5-50給出抽取低通濾波器的多相開關形式。其他形式請參看第4章。圖5-50 濾波器的多相結構及其等效形式對于第k個信道，中心頻率為2k/M，取WM=e-j2/M，有 (5-21)

56、這樣第k個帶通濾波器的多相結構如圖5-51所示。圖5-51 第k個帶通濾波器的多相結構根據IDFT的定義發現，第k個帶通濾波器的輸出就是多相濾波器各相輸出的第k點IDFT變換，因而計算全部濾波器的輸出就轉換為IDFT變換的計算，這通常通過IFFT來完成。多相FFT濾波器組的信道化接收機結構如圖5-52所示。前面提到的子信道是相互分離的，如果能夠保持子信道之間的正交性，則頻譜可以混疊，這就是所謂的OFDM調制，這是一種非常特殊的情況，如圖5-53所示。圖5-52 多相FFT濾波器組的信道化接收機結構圖5-53 OFDM調制(a) OFDM信道頻譜；(b) OFDM頻譜頻譜混疊使得接收機不能采用濾

57、波器分離信道，只能采用相關方式，如圖5-54所示。對于第k個信道，其工作過程為圖5-54 OFDM接收機結構這里，R(t)為接收信號，積分時間為一個符號延續時間，為進行數字化，采用1/T進行采樣，每個符號內有N個樣點，MN。為滿足正交性，有，取f0=0，不失一般性，則第k個信道輸出為 (5-22)這里： (5-23) 式(5-22)與DFT表達式相同，具體采用FFT實現，如圖5-55所示。圖5-55 基于FFT的OFDM接收機結構5.9 數字下變頻器DDC在軟件無線電中，變頻的實現是完全通過數字化來實現的，但其原理并沒有發生任何變化。從原理來看，變頻不是一個復雜的過程，似乎在處理上不應該有什么

58、特別之處。但是，現在在軟件無線電中卻大量使用專門用于完成上下變頻的數字器件數字上變頻器 (DUC)和數字下變頻器(DDC)。這似乎與軟件無線電的初衷不符，為什么會這樣呢？ 在第2章中我們了解到，在軟件無線電系統中，上下變頻(即信道化)所占用的處理能力達整個處理能力需求的60%，即這樣一個簡單的處理過程所占用的資源是相當可觀的，這是因為其與射頻直接相關，工作頻率較高。如果采用DSP，則其效率不高；如果采用FPGA，則在現階段較為昂貴，設計開發的時間和費用較大且對器件性能要求高，使用功耗也大。但是顯然，上下變頻的工作原理是簡單通用的，對任何通信系統而言并沒有什么本質的差別，因此在現階段專門設計用來

59、完成上下變頻的數字處理器件，以供各類通信系統使用是可行且適宜的，盡管這樣做與軟件無線電的初衷不完全相符。這樣的數字器件是數字變頻器，分為數字下變頻器(DDC)和數字上變頻器(DUC)兩類。 DDC/DUC屬于專用標準產品(ASSP，Application Specific Standard Parts)，其組成與模擬變頻器的組成類似，包括數字混頻器、數字控制振蕩器和數字濾波器三部分，所不同的是數字變頻采用正交混頻。數字變頻具有載頻和數字濾波器系數可編程性、不存在非線性失真、頻響特性好及造價低等優點。DDC/DUC可以看做是雙口數字器件，寬帶中頻信號在一端，另一端為單載波基帶信號，它們不是一個簡

60、單的固定功能的器件，內部包含微處理器接口和內置的微處理器，介于完全數字化處理器和固定功能的ASIC之間，因此DDC/DUC集中了軟件靈活性、性能、成本等優勢，在實踐中得到了廣泛應用。在這里首先對DDC進行了解，關于DUC將在軟件無線電發射機中介紹。采用DDC的軟件無線電接收機結構如圖5-56所示。圖5-56 采用DDC的軟件無線電接收機結構DDC包括數控振蕩器(NCO)、 數字混頻器和數字濾波器三大部分。一個DUC包括一系列級聯的FIR濾波器、混頻器、直接數字頻率合成器或數控振蕩器。DDC在數字接收機中，用于濾波、下采樣、解調得到基帶信號，使對接收信號的后續處理可以在一個較低的速率上。進入DD