1、集成電路設計技術與工具 第五章 集成電路元器件及其SPICE模型內容提要 5.1 引言 5.2 集成無源元件及其SPICE模型 5.3 二極管及其SPICE模型 5.4 雙極型晶體管及其SPICE模型 5.5 MOS場效應晶體管及其SPICE模型 5.6 模型參數提取技術 5.7 本章小結5.1 引 言 從電路的觀點來看，集成電路可以認為是由元器件組成的。所謂元件（Element）不妨認為是電阻、電容和電感等結構簡單，性能可用一個簡單方程描述的單元。而器件（Device）則不妨認為是晶體管類結構相對復雜，性能要用多個方程才能描述的單元。從某種意義上說，器件可以由多個元件構成。5.1 引 言在采

2、用分立元器件設計電路的時代，人們通過選用元器件在電路板上搭試，然后再利用信號源、電表和示波器聯合測試來檢驗電路性能。對于集成電路來說，則不存在這樣的搭試途徑，因為元件和電路是一次性完成制作的，且制作一旦完成，就無法修改。這就要求在設計電路的時候就能非常準確地預測出電路的性能。為了做到這一點，需要對電路盡可能地進行精確的性能分析（Analysis）。因為集成電路元器件無法用實物構建，必須首先建立器件模型，然后對用這些元器件模型所設計的集成電路進行以分析計算為基礎的電路仿真（Simulation）。5.1 引 言由于集成電路涉及成千上萬只晶體管和其他元器件，對其進行模擬計算已非人力可及。因此，在集

3、成電路與計算機互為依存、共同發展的年代，人們開發出了用于集成電路模擬的各種各樣的計算機程序。在集成電路的晶體管級仿真方面，SPICE是主要的電路仿真程序，并已成為工業標準。因此，集成電路設計工程師，特別是模擬和數字混合信號集成電路設計工程師必須掌握SPICE的應用。本章首先討論集成元器件的SPICE等效電路模型和模型的主要參數。5.2 集成無源器件及其SPICE模型 集成電路元器件可以分為無源和有源兩類。無源元件包括電阻、電容、電感、互連線、傳輸線等，有源器件就是各類晶體管。前面的章節已經介紹了在集成電路設計中起著決定性作用的有源器件的工作原理和制造工藝。事實上，利用這些工藝，可以同時實現大部

4、分結構的無源元器件。下面將對電阻、電容和電感等基本無源元器件的集成實現形式及其數學描述加以介紹。一、集成電阻SPICE程序中有專用的語句定義電阻元件R，其主要參數為：電阻值R0和電阻溫度系數。高頻應用時，電阻等效模型還需要考慮其寄生電容和寄生電感值。下面首先介紹集成電阻的制造方法，然后討論其版圖幾何圖形設計、阻值計算、溫度系數以及高頻等效電路模型。集成電阻的類型1）多晶硅電阻 摻雜多晶硅電阻與CMOS、BiCMOS等硅基集成電路的制造工藝兼容，是一種很好的電阻材料，這種電阻被厚氧化物所包圍，其阻值取決于摻雜濃度。通常，形成MOS器件柵極的多晶硅需要有低的電阻率，因此是重摻雜的；而形成具有一定電

5、阻值的多晶硅則是輕摻雜的。 2)摻雜半導體電阻分為擴散電阻和離子注入電阻引出端1引出端2+V金屬wLN+N-SiSiO2P集成電阻的類型3）阱電阻 阱電阻有N阱或P阱電阻兩種。阱電阻的阻值大但精度差。4）合金電阻 常用的合金材料有：鉭（Ta）、鎳鉻（Ni-Cr）、氧化鋅（SnO2）和鉻硅氧（CrSiO）。 5.2.1.2集成電阻的幾何圖形設計 1）幾何形狀b 直線寬條電阻直線寬條電阻c 彎折窄條電阻彎折窄條電阻a 直線窄條電阻直線窄條電阻e 分段彎折寬條電阻分段彎折寬條電阻d 彎折寬條電阻彎折寬條電阻2）幾何尺寸設計）幾何尺寸設計在電阻的制作過程中，由加工引起的誤差，如制版和光刻過程中的圖形寬

6、度誤差等，會使電阻的實際尺寸偏離設計尺寸，導致電阻值的誤差。電阻條圖形的寬度w越寬，相對誤差w/w就越小，反之則越大。與寬度相比，長度的相對誤差l/l則可忽略。因此，對于有精度要求的電阻，其寬度選擇不僅要考慮能夠承受的電流外，還要考慮精度要求。5.2.1.3集成電阻的阻值計算 為了便于計算集成電阻的阻值，人們引入了方塊電阻的概念。 電流方向lwh圖圖5.3 方塊電阻的幾何圖形方塊電阻的幾何圖形lRhwr=lRRw=口1lwRRhr=口矩形金屬薄膜的電阻當l=w時，電阻為最后得到計算集成電阻阻值的最基本公式表表5.1 0.51.0 m MOS工藝中工藝中導電層材料的典型方塊電阻值導電層材料的典型

7、方塊電阻值 （單位（單位:/口）口）材 料最小值典型值最大值互連金屬0.050.070.1頂層金屬0.030.040.05多晶硅152030硅-金屬氧化物236擴散層1025100硅氧化物擴散2410N阱（或P阱）1k2k5k不同電阻條寬和端頭形狀的端頭修正因子不同電阻條寬和端頭形狀的端頭修正因子 5.2.1.4電阻溫度系數 電阻溫度系數TC是指溫度每升高1時，阻值相對變化量。 1 ddRTCRT= 在SPICE程序中，考慮溫度系數時，電阻的計算公式修正為()2tnomnomnom112RTCttTCtt輊創犏臌（ ）T為工作溫度；TC1為一階溫度系數；TC2為二階溫度系數； 為標準溫度，一般

8、取27， 為標準溫度時的電阻值nomttnomR5.2.1.5集成電阻的高頻等效電路pC1C當集成電阻工作在幾百MHz以上頻率時，應該考慮電阻引線與電阻條的電感。這時，集成電阻可以等效為下圖所示的雙端口電路，其SPICE模型由這個包含五個元件的子電路來描述，其中，L為電阻引線與電阻條的電感， 為反映兩電極之間電場耦合的電容， 和 為兩電極的對地電容。2C集成電阻的高頻雙端口等效電路C2CpRLC1P-subN型外延層N+PnSab（a）物理結構剖面圖）物理結構剖面圖 圖圖5.6 基區電阻等效模型基區電阻等效模型其中S是襯底，n端接電路的最高位，其目的是防止電阻器的PN結正偏而失效。由于基區PN

9、結總是反偏的，則可將圖（a）等效為圖（b）所示的三個反偏二極管結構，進一步又得到圖（c）的等效模型。banSR（b）等效的器件級模型）等效的器件級模型 banSRCsubCb2Cb2（c）等效的集總參數模型）等效的集總參數模型 5.2.1.6有源電阻 除了薄層集成電阻外，工作在特定偏置條件下并作適當連接的晶體管表現出電阻特性，可用作電路中的電阻元件，并稱之為有源電阻 。DVSGIIDSVTNVVGSIO+-IDSVTPVVGSIODSG+-IV增強型增強型NMOS作有源電阻作有源電阻 增強型增強型PMOS作有源電阻作有源電阻 DSVBIDSVVGSIOoRonrdsVTNVDSG 圖圖5.8柵

10、極加偏置的柵極加偏置的NMOS有源電阻及其電流有源電阻及其電流-電壓曲線電壓曲線 圖5.8給出了增強型NMOS管做有源電阻時的另一種連接方法及其電流電壓特性曲線。圖中，NMOS晶體管的柵極加偏置電壓 。當該NMOS管工作在飽和區時，理想情況下其漏源電流不隨漏源電壓變化，O點的交流電阻為無窮大，實際上由于溝道長度調制效應，該交流電阻為一個有限值，但遠大于工作點上的直流電阻。也就是說，工作在飽和區的NMOS器件所表現出來的交流電阻幾乎不變，而直流電阻則隨著漏源直流工作點電壓變大而變大。BVDSVBGDSGDSG圖圖5.9 幾種幾種MOS有源電阻的連接形式有源電阻的連接形式 （a）增強型NMOS管柵

11、極加偏置（b）增強型 NMOS管柵漏短接（c）耗盡型NMOS管柵源短接DSVBGGDS（d）增強型PMOS管柵極加偏置（e）增強型PMOS管柵漏短接5.2.2、集成電容器 在集成電路中，有多種電容結構：1）金屬-絕緣體-金屬（MIM）結構；2）多晶硅/金屬-絕緣體-多晶硅結構；3）金屬叉指結構4）PN結電容；5）MOS電容。 這些結構的電容可以是有意設計的電容元件，也可能是不可避免的寄生電容。 5.2.2.1平板電容 SPICE程序中定義的電容元件C是以平板電容為標準的，主要參數為：電容值C0、電容溫度系數與高頻寄生參數。 集成電路中可以采用多種材料結構的平板電容。最標準的是金屬-絕緣體-金屬

12、（MIM）結構，其他包括金屬-絕緣體-多晶硅結構和金屬-絕緣體-重摻雜半導體結構等。 圖圖5.10 制作在砷化鎵半絕緣襯底上制作在砷化鎵半絕緣襯底上 的的MIM電容結構電容結構 rolwCde e=平板電容計算公式：平板電容計算公式：單位面積電容的定義：單位面積電容的定義： rooxCde e=SPICE程序中，考慮溫度系數時的電容計算式：程序中，考慮溫度系數時的電容計算式：()()2nomnom112oxCCATC ttTCtt輊=創+-+-犏臌 對MIM電容，它的下極板寄生電容值為主電容值的1/10；而對于多晶硅擴散層電容，其下極板寄生電容和主電容為同一數量級。對于高頻和高速集成電路應用，

13、電容不僅有電容器的特征，而且會有一個并聯寄生電導G，串聯電感L和電阻R以及兩電極的對地電容 和 。因此這樣一個電容器的SPICE模型最好用一個包含六個元件的子電路來描述，如下圖1C2CC2CRLC1G圖圖 5.11電容高頻等效模型電容高頻等效模型 5.2.2.2金屬叉指結構電容 叉指結構電容的優點是不需額外的工藝，其電容值有望做到pF量級。5.2.2.3 PN結電容 利用PN結電容的優點也是不需要額外的工藝，但所實現的電容有一個極性問題。 所有的PN結電容都是非線性的，電容值是兩端電壓的函數。 在大信號線性放大器中，PN結電容的非線性會引起電路的非線性失真。 任何PN結都有漏電流和從結面到金屬

14、連線的體電阻，因而，結電容的品質因數通常比較低。 結電容的參數可以采用二極管和晶體管結電容同樣的方法進行計算，其SPICE模型直接運用相關二極管或三極管器件的模型。 5.2.2.4 MOS結構電容 MOS結構電容的SPICE模型就直接運用MOS器件的模型。與平板電容和PN結電容都不相同的是，MOS核心部分，即金屬-氧化物-半導體層結構的電容具有獨特的性質，其柵極與襯底之間的電容Cgb與柵極電壓Vgb之間的關系取決于半導體表面的狀態。隨著柵極電壓的變化，表面可處于積累區耗盡區反型區溝道溝道耗盡層P型襯底 + + + + + + GGCoCdeptoxdVssVss1.00.2耗盡區積累區反型區V

15、gsCgbCo0（a）物理結構）物理結構 （b）電容與）電容與Vgs的函數關系的函數關系 圖5.13 MOS電容5.2.3、集成電感在集成電路開始出現以后很長一段時間內，人們一直認為電感是不能集成在芯片上的。因為那時集成電路工作的最高頻率在兆赫量級，芯片上金屬線的電感效應非常小?，F在的情況就不同了，首先，近二十年來集成電路的速度越來越高，射頻集成電路（RFIC）已經有了很大的發展，芯片上金屬結構的電感效應變得越來越明顯。芯片電感的實現成為可能。 圖圖5.15 單匝線圈電感版圖單匝線圈電感版圖 集成電感的兩種形式1）單匝線圈（如右圖）圖圖5.16 多匝線圈的實物照片多匝線圈的實物照片 2）圓形、

16、方形或其他螺旋形多匝線圈（如下圖）（a）螺旋形圓形（b）直角形5.3 二極管及其SPICE模型PN結是微電子器件的基本結構之一，集成電路和半導體器件的大多數特性都是PN結相互作用的結果。如果通過某種方法使半導體中一部分區域為P型，另一部分區域為N型，則在其交界面就形成了PN結。一般的二極管就是由一個PN結構成的，以PN結構成的二極管的最基本的電學行為是具有單向導電性，這在實際中有非常大的用處。5.3.1 二極管的電路模型 IDRSCjCdVVD+-+_DDSVVI R=-DDSexp1tVIInV驏=-桫tkTVq=SSIJ A=圖5.17 二極管等效電路模型端電壓V與結電壓 的關系DV二級管

17、電流飽和電流 在高頻下，在高頻下，PN結的勢壘電容結的勢壘電容Cj和擴散電容和擴散電容Cd變得很重要。變得很重要。 勢壘電容勢壘電容Cj計算表達式為：計算表達式為：擴散電容擴散電容Cd計算表達式為：計算表達式為： DTDdTDDddddtIIQCVVn V=Djj001mVCCV-驏=-桫參數名公式中符號SPICE中符號單位SPICE中缺省值飽和電流ISISA1.0E-14發射系數nN-1串聯體電阻RSRS0渡越時間TTTSec0零偏置時的勢壘電容Cj0CJ0F0梯度因子mM-0.5PN結內建勢壘V0VJV1表表5.2 二極管模型參數對照表二極管模型參數對照表 5.3.2 二極管的噪聲模型 1

18、 1）熱噪聲：二極管的熱噪聲是由寄生電阻）熱噪聲：二極管的熱噪聲是由寄生電阻 產生的產生的S2n4RkTAI2 2）閃爍（）閃爍（1/1/f f）噪聲和散粒噪聲：）噪聲和散粒噪聲： 2nDD12AFIKFIqIf=創+二極管的噪聲是假設在二極管的噪聲是假設在1Hz1Hz寬帶時計算下列噪聲的功寬帶時計算下列噪聲的功率譜密度。率譜密度。sR理想二極管產生的理想二極管產生的1/f噪噪聲和散粒噪聲表示為聲和散粒噪聲表示為其中其中KFKF為噪聲系數；為噪聲系數；AFAF為噪聲指數為噪聲指數5.4 雙極型晶體管及其SPICE模型Ebers-Moll（即EM）模型和Gummel-Poon（即GP）模型是SP

19、ICE中的最常用的雙極型晶體管模型。這兩種模型均屬于物理模型，其模型參數能較好地反映物理本質并且易于測量，便于理解和使用。一、雙極型晶體管的EM模型 IBVBCCICaFIFIR-+EIEaRIRIF-+VBEBSBCBECSRexp1exp1ttIVVIIVVa驏驏鼢瓏鼢=-瓏鼢瓏鼢瓏桫桫SBCBEESFexp1exp1ttIVVIIVVa驏驏鼢瓏鼢= -+-瓏鼢瓏鼢瓏桫桫BCEIII= -CEBEBCVVV=-圖5.18 EM直流模型器件各端點變量之間的關系如下： 盡管NPN（或PNP）晶體管可以設想為在兩個N（或P）溝道層之間夾著一個P（或N）型區的對稱型三層結構。然而，根據第4章介紹的

20、雙極型晶體管版圖可知，NPN（或PNP）晶體管的集電區與發射區的形狀及摻雜濃度都不一樣，從而導致了R與F的巨大差別，因此這兩個電極不能互換。CrCCjsIBE-IBCrEEBrBCBECBCIBCRFIBErCV(gmFV-gmRV)VC+-+-CjsEBCrCrCr0BErErBB 圖圖5.19 EM2模型模型 圖圖5.20 EM小信號等效電路小信號等效電路 參數名公式中符號 SPICE中符號單位SPICE默認值飽和電流ISISA1016理想最大正向電流增益FBF100理想最大反向電流增益RBR1正向厄利（歐拉）電壓VAFVAFV反向厄利（歐拉）電壓VARVARV基極-發射極結梯度因子mEM

21、JE0.33基極-集電極結梯度因子mCMJC0.33襯底結指數因子msMJS0.0基極-發射極內建電勢VE0VJEV0.75基極-集電極內建電勢V C0VJCV0.75襯底結內建電勢V S0VJSV0.75 表表5.3雙極型晶體管部分模型參數在雙極型晶體管部分模型參數在SPICE中的符號名稱中的符號名稱 5.4.2、雙極型晶體管的GP模型 GP模型在以下幾方面對EM2模型作了改進：1）GP直流模型反映了集電結上電壓的變化引起有效基區寬度變化的基區寬度調制效應，改善了輸出電導、電流增益和特征頻率；反映了共射極電流放大倍數隨電流和電壓的變化。2）GP小信號模型考慮了正向渡越時間F隨集電極電流IC的

22、變化，解決了在大注入條件下由于基區展寬效應使特征頻率fT和IC成反比的特性。3）考慮了大注入效應，改善了高電平下的伏安特性。4）考慮了模型參數和溫度的關系。5）根據橫向和縱向雙極晶體管的不同，考慮了外延層電荷存儲引起的準飽和效應。CEBCrCBrBBILCILEEICT=ICC-IECIECICCRFrESPICE中使用的GP直流模型rCV(gmFV-gmRV)VC+-+-CjsEBCrCrCg0BErErBBCjxSPICE中使用的GP小信號模型5.5 MOS場效應晶體管及其SPICE模型 MOS場效應晶體管是是現代集成電路中最常用的器件。MOS管的結構尺寸不斷縮小已經到了深亞微米甚至納米范

23、圍，多維的物理效應和寄生效應使得對MOS管的模型描述帶來了困難。顯然模型越復雜，模型參數越多，其模擬的精度越高，但高精度與模擬的效率發生矛盾。 5.5.1、MOS場效應晶體管模型發展 理想情況下，要找到一個精確描述器件在所有情況下行為的模型也許并不難。現實中，如果一個模型預測得到的性能與實際測量得到的性能之間的誤差保持在百分之幾之內就已經令人滿意了。Hspice為使用者提供了43種MOS管模型以供選擇，SmartSpice公開支持的MOS管模型也有十多種。SPICE中將MOS場效應管模型分成不同級別，并用變量LEVEL來指定所用的模型。1）LEVEL1 級別為1的MOS管模型又稱MOS1模型，

24、這是最簡單的模型，適用于手工計算。MOS1模型是MOS晶體管的一階模型，描述了MOS管電流電壓的平方率特性，考慮了襯底調制效應和溝道長度調制效應，適用于精度要求不高的長溝道MOS晶體管。 當MOS器件的柵長和柵寬大于10m、襯底摻雜低，而我們又需要一個簡單的模型時，那么由Shichman和Hodges提出的MOS1模型是適合的。 2）LEVEL2LEVEL2的MOS2模型在MOS1模型基礎上考慮了一些二階效應，提出了短溝道或窄溝道MOS管的模型，又被稱為二維解析模型。 MOS2模型考慮的二階效應主要包括：（1）溝道長度對閾值電壓的影響（2）漏柵靜電反饋效應對閾值電壓的影響（3）溝道寬度對閾值電

25、壓的影響（4）遷移率隨表面電場的變化（5）溝道夾斷引起的溝道長度調制效應（6）載流子漂移速度限制而引起的電流飽和效應3）LEVEL3即MOS3模型。MOS3模型是一個半經驗模型，適用于短溝道器件。MOS3模型中的閾值電壓、飽和電流、溝道調制效應和漏源電流表達式等都是半經驗公式，其模型參數大多與MOS2模型相同，但引入了三個新的模型參數：模擬靜電反饋效應的經驗模型參數（EAT）、遷移率調制系數（THETA）和飽和電場系數(KAPPA）。4）LEVEL4級別為4的MOS4模型又稱BSIM（Berkeley short-channel IGFET model）模型。該模型是由美國伯克利大學1984年

26、專門為短溝道MOS場效應晶體管而開發的模型，是AT&T Bell實驗室簡練短溝道IGFET模型的改進型。模型是在物理基礎上建立的，模型參數由工藝文件經模型參數提取程序自動產生，適用于數字電路和模擬電路，而且運行時間比二級模型平均縮短一半左右?，F已發表的有BSIM1、BSIM2、BSIM3和BSIM4等模型。5.5.2、MOS1模型 MOS1模型包括了漏區和源區的串聯電阻rD和rS，兩個襯底PN結和結電容CBS、CBD，反映電荷存儲效應的三個非線性電容CGB、CGS和CGD以及受控電流源IDS。 +-+-+-+GSDBIDSVGSCGSCGBCBSVBSVBDrSCBDrDCGDVGD圖

27、5.22 MOS1模型1）電流方程）電流方程()()2DSPGSTHDSDSDS0D1122WIKVVVVVLL輊犏=-+犏-臌線性區：線性區： ()()2PDSGSTHDS0122DKWIVVVLL=-+-飽和區：飽和區： oxpoxoxKCt=p.n()THT0SBF22FVVV=+-+-2）兩個襯底）兩個襯底PN結結BSBSSSexp1qVIIkT輊 驏犏=-犏桫臌SSBSBSqIIVkT=當當VBS0時時 當當VBS0時時 SDBDBDqIIVkT=當當VBD0時時 3）PN結電容結電容 兩個兩個PN結電容結電容CBS和和CBD由底部勢壘電容和由底部勢壘電容和側壁勢壘電容兩部分組成。側

28、壁勢壘電容兩部分組成。 ()()jSWSBSj0jsw0BS0BS011SmmAPCCCVVVV=+-()()jSWDDBDj0jsw0BD0BD011mmAPCCCVVVV=+- 為單位底部面積零偏壓時結電容 為單位側壁長度零偏壓時結電容 ， 分別為源結和漏結底部底部電容面積 ， 分別為源結和漏結側壁電容周長 為底部電容梯度算子 為側壁電容梯度算子 為結電勢0jC0jswCSADASPDPjmSWm0V4）柵電容）柵電容 三個非線性柵電容三個非線性柵電容CGB，CGS，CGD由隨偏壓由隨偏壓變化和不隨偏壓變化的兩部分構成。變化和不隨偏壓變化的兩部分構成。 其中不隨偏壓變化的部分是柵極與源區、

29、漏其中不隨偏壓變化的部分是柵極與源區、漏區的交疊氧化層電容以及柵與襯底間的交疊氧區的交疊氧化層電容以及柵與襯底間的交疊氧化層電容（在場氧化層上）化層電容（在場氧化層上） 。 隨偏壓而變的柵電容是柵氧化層電容與空間隨偏壓而變的柵電容是柵氧化層電容與空間電荷區電容相串聯的部分。電荷區電容相串聯的部分。 工作區CGB1CGS1CGD1截止區COXWLeff00非飽和區0COXWLeff/2COXWLeff/2飽和區0(2/3)COXWLeff0不同工作區的柵電容不同工作區的柵電容 5）串聯電阻的影響）串聯電阻的影響 漏區和源區串聯電阻的存在使加在漏源區的有效電壓會小于加在外部端口處的電壓，會影響MO

30、S管的電學特性。MOS1模型中引入了電阻rD和rS分別表示漏區和源區的串聯電阻，其值可以在模型語句.MODEL中給定，也可通過MOS管的NRD和NRS來確定 。5.5.3、短溝道MOS管的BSIM SPICE模型 BSIM3是基于準二維分析的物理模型，著重探討和解決涉及器件工作的物理機制，并考慮了器件尺寸和工藝參數的影響，力求使每個模型參數與器件特性的關系可以預測。BSIM3大約有120個參數，每一個都有其物理意義。在整個工作區域內，漏電流及其一階導數都是連續的，這對解決電路仿真中的收斂問題很有幫助。在Hspice或SmartSpice仿真軟件中，BSIM3模型的V3.1版本對應于Level 49，模型中考慮的主要效應包括以下幾個方面。（1）短溝和窄溝對閾值電壓的影響；（2）橫向和縱向的非均勻摻雜；（3）垂直場引起的載流子遷移率下降（4