1、PWM控制技術主要內容：PWM控制的基本原理、控制方式與PWM波形的生成方法，PWM逆變電路的諧波分析，PWM整流電路。重點：PWM控制的基本原理、控制方式與PWM波形的生成方法。難點：PWM波形的生成方法，PWM逆變電路的諧波分析。基本要求：掌握PWM控制的基本原理、控制方式與PWM波形的生成方法，了解PWM逆變電路的諧波分析，了解跟蹤型PWM逆變電路，了解PWM整流電路。PWM(PulseWidthModulation)控制脈沖寬度調制技術，通過對一系列脈沖的寬度進行調制，來等效地獲得所需要波形(含形狀和幅值)。第3、4章已涉及這方面內容：第3章：直流斬波電路采用，第4章有兩處：4.1節斬

2、控式交流調壓電路，4.4節矩陣式變頻電路。本章內容PWM控制技術在逆變電路中應用最廣，應用的逆變電路絕大部分是PWM型，PWM控制技術正是有賴丁在逆變電路中的應用，才確定了它在電力電子技術中的重要地位。1 本章主要以逆變電路為控制對象來介紹PWM控制技術，也介紹PWM整流電路PWM控制的基本原理理論基礎：沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環節上時，其效果基本相同。沖量指窄脈沖的面積。效果基本相同，是指環節的輸出響應波形基本相同。低頻段非常接近，僅在高頻段略有差異圖6-1形狀不同而沖量相同的各種窄脈沖O1a)面積等效原理：分別將如圖6-1所示的電壓窄脈沖加在一階慣性環節(R-L電路)上，如

3、圖6-2a所示。其輸出電流i(t)對不同窄脈沖時的響應波形如圖6-2b所示。從波形可以看出，在i(t)的上升段，i(t)的形狀也略有不同，但其下降段則幾乎完全相同。脈沖越窄，各i(t)響應波形的差異也越小。如果周期性地施加上述脈沖，貝U響應i(t)也是周期性的。用傅里葉級數分解后將可看出，各i(t)在低頻段的特性將非常接近，僅在局頻段有所不同。1力b)圖6-2沖量相同的各種窄脈沖的響應波形用一系列等幅不等寬的脈沖來代替一個正弦半波，正弦半波N等分，看成N個相連的脈沖序列，寬度相等，但幅值不等；用矩形脈沖代替，等幅，不等寬，中點重合，面積(沖量)相等，寬度按正弦規律變化。SPWM波形一一脈沖寬度

4、按正弦規律變化而和正弦波等效的PWM波形。圖6-3用PWM波代替正弦半波要改變等效輸出正弦波幅值，按同一比例改變各脈沖寬度即可。等幅PWM波和不等幅PWM波：由直流電源產生的PWM波通常是等幅PWM波，如直流斬波電路及本章主要介紹的PWM逆變電路，6.4節的PWM整流電路。輸入電源是交流，得到不等幅PWM波,如4.1節講述的斬控式交流調壓電路，4.4節的矩陣式變頻電路。基丁面積等效原理，本質是相同的。PWM電流波：電流型逆變電路進行PWM控制，得到的就是PWM電流波。PWM波形可等效的各種波形：直流斬波電路：等效直流波形SPWM波：等效正弦波形，還可以等效成其他所需波形，如等效所需非正弦交流波

5、形等，其基本原理和SPWM控制相同，也基丁等效面積原理。2 PWM逆變電路及其控制方法目前中小功率的逆變電路幾乎都采用PWM技術。逆變電路是PWM控制技術最為重要的應用場合。本節內容構成了本章的主體PWM逆變電路也可分為電壓型和電流型兩種，目前實用的幾乎都是電壓型。(1)計算法和調制法1、計算法根據正弦波頻率、幅值和半周期脈沖數，準確計算PWM波各脈沖寬度和問隔，據此控制逆變電路開關器件的通斷，就可得到所需PWM波形。缺點：繁瑣，當輸出正弦波的頻率、幅值或相位變化時，結果都要變化2、調制法輸出波形作調制信號，進行調制得到期望的PWM波；通常采用等腰三角波或鋸齒波作為載波；等腰三角波應用最多，其

6、任一點水平寬度和高度成線性關系且左右對稱；與任一平緩變化的調制信號波相交，在交點控制器件通斷，就得寬度正比丁信號波幅值的脈沖，符合PWM的要求。調制信號波為正弦波時，得到的就是SPWM波；調制信號不是正弦波，而是其他所需波形時，也能得到等效的PWM波。結合IGBT單相橋式電壓型逆變電路對調制法進行說明：設負載為阻感負載，工作時Vi和V2通斷互補，V3和V4通斷也互補。控制規律：uo正半周，Vi通，V2斷，V3和V4交替通斷，負載電流比電壓滯后，在電壓正半周，電流有一段為正，一段為負，負載電流為正區問，Vi和V4導通時，Uo等丁Ud,V4關斷時，負載電流通過Vi和VD3續流，Uo=0,負載電流為

7、負區間，io為負，實際上從VD1和VD4流過，仍有Uo=Ud,V4斷，V3通后，io從V3和VD1續流，Uo=0,U。總可得到Ud和零兩種電平"。U。負半周，讓V2保持通，V1保持斷,V3和V4交替通斷,Uo可得-Ud和零兩種電平。信號波艄4載波RVH調制7電路L/wx圖6-4單相橋式PWM逆變電路單極性PWM控制方式（單相橋逆變）：在Ur和uc的交點時刻控制IGBT的通斷。Ur正半周，Vi保持通，V2保持斷,當Ur>Uc時使V4通，V3斷，Uo=Ud,當Ur<Uc時使V4斷，V3通，Uo=0。Ur負半周，Vi保持斷，V2保持通，當Ur<Uc時使V3通，V4斷，Uo

8、=-Ud,當Ur>Uc時使V3斷,V4通，Uo=0,虛線Uof表示U。的基波分量。波形見圖6-5o圖6-5單極性PWM控制方式波形雙極性PWM控制方式（單相橋逆變）：在Ur半個周期內，三角波載波有正有負，所得PWM波也有正有負。在Ur一周期內，輸出PWM波只有坦d兩種電平，仍在調制信號Ur和載波信號Uc的交點控制器件通斷。Ur正負半周，對各開關器件的控制規律相同，當Ur>Uc時，給Vi和V4導通信號，給V2和V3關斷信號，如io>0,V1和V4通，如io<0,Vdi和Vd4通,Uo=Ud,當Ur<Uc時，給V2和V3導通信號，給V1和V4關斷信號，如io<0

9、,V2和V3通，如io>0,Vd2和Vd3通，Uo=-Ud。波形見圖6-6。單相橋式電路既可采取單極性調制，也可采用雙極性調制。圖6-6雙極性PWM控制方式波形雙極性PWM控制方式(三相橋逆變)：見圖6-7。三相PWM控制公用uc,三相的調制信號uru、urv和UrW依次相差120°U相的控制規律：當UrU>Uc時，給V1導通信號，給V4關斷信號，UUN=Ud/2,當UrU<Uc時，給V4導通信號，給V1關斷信號，uun=-Ud/2;當給Vi(V4)加導通信號時，可能是V1(V4)導通，也可能是調制電路VD1(VD4)導通。UUN、圖6-7三相橋式PWM型逆變電路U

10、VN和UWN的PWM波形只有iUd/2兩種電平',UUV波形可由UUN-UVN得出，當1和6通時，UUV=Ud,當3和4通時，uuv=Ud,當1和3或4和6通時，uuv=0o波形見圖6-8。輸出線電壓PWM波由坦d和0三種電平構成，負載相電壓PWM波由(之/3)Ud、(±/3)Ud和0共5種電平組成。圖6-8三相橋式PWM逆變電路波形防直通死區時間：同一相上下兩臂的驅動信號互補，為防止上下臂直通造成短路，留一小段上下臂都施加關斷信號的死區時間。死區時間的長短主要由器件關斷時間決定。死區時間會給輸出PWM波帶來影響，使其稍稍偏離正弦波。特定諧波消去法(SelectedHarmo

11、nicEliminationPWMSHEPWM):計算法中一種較有代表性的方法，圖6-9。輸出電壓半周期內，器件通、斷各3次(不包括0和兀)，共6個開關時刻可控。為減少諧波并簡化控制，要盡量使波形對稱。首先，為消除偶次諧波，使波形正負兩半周期鏡對稱，即：u(t)u(t)(6-1)圖6-9特定諧波消去法的輸出PWM波形其次，為消除諧波中余弦項，使波形在半周期內前后1/4周期以兀/2為軸線對稱。u(t)u(t)(6-2)四分之一周期對稱波形，用傅里葉級數表示為:u(t)ansinnt(6-3)42式中，an為an一ou(t)sinntdt圖6-9,能獨立控制ai、a2和a3共3個時刻。該波形的an

12、為4aiUd-sinntdt02a2Ud(dsinnt)dta12a3Ud-sinntda222Ud(12cosnna!(戔sin22cosnnt)d2cosnt(6-4)式中n=1,3,5,a、a2木日a30確定a1的值，再令兩個不同的an=0,就可建三個方程，求得消去兩種特定頻率的諧波:在三相對稱電路的線電壓中，相電壓所含的3次諧波相互抵消，可考慮消去5次和7次諧波，得如下聯立方程：2Uai(12cosi2cos22cos3)2Uda5(12cos512cos522cos53)052Ud,a7(12cos712cos722cos73)0(6-5)給定a，解方程可得a、a2和a3。a變，a、

13、a2和a3也相應改變。一般，在輸出電壓半周期內器件通、斷各k次，考慮PWM波四分之一周期對稱，k個開關時刻可控，除用一個控制基波幅值，可消去k-1個頻率的特定諧波，k越大，開關時刻的計算越復雜。除計算法和調制法外，還有跟蹤控制方法，在6.3節介紹(2) 異步調制和同步調制載波比一一載波頻率fc與調制信號頻率fr之比，N=fc/fr。根據載波和信號波是否同步及載波比的變化情況，PWM調制方式分為異步調制和同步調制：1、異步調制異步調制一一載波信號和調制信號不同步的調制方式。通常保持fc固定不變，當fr變化時，載波比N是變化的。在信號波的半周期內，PWM波的脈沖個數不固定，相位也不固定，正負半周期

14、的脈沖不對稱，半周期內前后1/4周期的脈沖也不對稱。當fr較低時，N較大，一周期內脈沖數較多，脈沖不對稱的不利影響都較小，當fr增高時，N減小，一周期內的脈沖數減少，PWM脈沖不對稱的影響就變大。因此，在采用異步調制方式時，希望采用較高的載波頻率，以使在信號波頻率較高時仍能保持較大的載波比。2、同步調制同步調制N等丁常數，并在變頻時使載波和信號波保持同步。基本同步調制方式，fr變化時N不變，信號波一周期內輸出脈沖數固定。三相，公用一個三角波載波，且取N為3的整數倍，使三相輸出對稱。為使一相的PWM波正負半周鏡對稱，N應取奇數。當N=9時的同步調制三相PWM波形如圖6-10所示。fr很低時，fc

15、也很低，由調制帶來的諧波不易濾除，fr很高時，fc會過高，使開關器件難以承受。為了克服上述缺點，可以采用分段同步調制的方法。3、分段同步調制把fr范圍劃分成若干個頻段，每個頻段內保持N包定，不同頻段N不同。在fr高的頻段采用較低的N,使載波頻率不致過高，在fr低的頻段采用較高的N,使載波頻率不致過低。圖6-11,分段同步調制一例。為防止fc在切換點附近來回跳動，采用滯后切換的方法。同步調制比異步調制復雜，但用微機控制時容易實現。可在低頻輸出時采用異步調制方式，高頻輸出時切換到同步調制方式，這樣把兩者的優點結合起來，和分段同步方式效果接近。圖6-10同步調制三相PWM波形2.4I01020040

16、50e'o7080-圖6-11分段同步調制方式舉例(3) 規則采樣法按SPWM基本原理，自然采樣法中要求解復雜的超越方程，難以在實時控制中在線計算，工程應用不多。規則采樣法特點：工程實用方法，效果接近自然采樣法，計算量小得多。規則采樣法原理：圖6-12,三角波兩個正峰值之間為一個采樣周期Tc。自然采樣法中，脈沖中點不和三角波一周期中點(即負峰點)重合。規則采樣法使兩者重合，每個脈沖中點為相應三角波中點，計算大為簡化。三角波負峰時刻tD對信號波采樣得D點，過D作水平線和三角波交丁A、B點，在A點時刻tA和B點時刻tB控制器件的通斷，脈沖寬度a和用自然采樣法得到的脈沖寬度非常接近。圖6-1

17、2規則采樣法規則采樣法計算公式推導：正弦調制信號波公式中，a稱為調制度，0va<1心為信號波角頻率。從圖6-12因此可得：Urasinrt(6-6)三角波一周期內，脈沖兩邊間隙寬度1aSinrtD2(6-7)三相橋逆變電路的情況：通常三相的三角波載波公用，三相調制波相位依次差120Q同一三角波周期內三相的脈寬分別為力、&和凱，脈沖兩邊的間隙寬度分別為a'、mv和aw,同一時刻三相正弦調制波電壓之和為零，由式(6-6)得Tc寸1asin上)(6-8)由式(6-7)得：1(Tc)Tc(1asin尬)24(6-9)故由式(6-8)可得：U3TccWT(6-10)6-93TcUV

18、W4(6-11)利用以上兩式可簡化三相SPWM波的計算(4) PWM逆變電路的諧波分析使用載波對正弦信號波調制，產生了和載波有關的諧波分量。諧波頻率和幅值是衡量PWM逆變電路性能的重要指標之一。分析雙極性SPWM波形：同步調制可看成異步調制的特殊情況，只分析異步調制方式。分析方法：不同信號波周期的PWM波不同，無法直接以信號波周期為基準分析，以載波周期為基礎，再利用貝塞爾函數推導出PWM波的傅里葉級數表達式，分析過程相當復雜，結論卻簡單而直觀。1、單相的分析結果：不同調制度a時的單相橋式PWM逆變電路在雙極性調制方式下輸出電壓的頻譜圖如圖6-13所示。其中所包含的諧波角頻率為nckr式中，n=

19、1,3,5,.時，k=0,2,4,；n=2,4,6,.時，k=1,3,5,。可以看出，PWM波中不含低次諧波，只含有角頻率為場，及其附近的諧波，以及23c、33c等及其附近的諧波。在上述諧波中，幅值最高影響最大的是角頻率為好的諧波分量。42QS5421-11o-_o-u角頻察(理蜘r)圖6-13單相PWM橋式逆變電路輸出電壓頻譜圖2、三相的分析結果：三相橋式PWM逆變電路采用公用載波信號時不同調制度a時的三相橋式PWM逆變電路輸出線電壓的頻譜圖如圖6-14所示。在輸出線電壓中，所包含的諧波角頻率為nckr式中，n=1,3,5,時，k=3(2m-1)1,m=1,2,；6m+1,m=0,1,；n=

20、2,4,6,時,k=16m-1,m=1,2,。和單相比較，共同點是都不含低次諧波，一個較顯著的區別是載波角頻率場整數倍的諧波被消去了，諧波中幅值較高的是3c坦g和23c±3r。n0由a=08-A必二。5口l«1:A1111Lt|iEL_%±11t3±5_0土Z!±4Q1232cq642JI1-oooo叫蜃坦®角頻率8瓦+k瓦）圖6-14三相橋式PWM逆變電路輸出線電壓頻譜圖SPWM波中諧波主要是角頻率為心、2心及其附近的諧波，很容易濾除。當調制信號波不是正弦波時,諧波由兩部分組成：一部分是對信號波本身進行諧波分析所得的結果,另一部分是

21、由丁信號波對載波的調制而產生的諧波。后者的諧波分布情況和SPWM波的諧波分析一致。（5）提高直流電壓利用率和減少開關次數直流電壓利用率逆變電路輸出交流電壓基波最大幅值Ulm和直流電壓Ud之比。提高直流電壓利用率可提高逆變器的輸出能力；減少器件的開關次數可以降低開關損耗；正弦波調制的三相PWM逆變電路，調制度a為1時，輸出相電壓的基波幅值為Ud/2,輸出線電壓的基波幅值為（V5/2）Ud,即直流電壓利用率僅為0.866。這個值是比較低的，其原因是正弦調制信號的幅值不能超過三角波幅值，實際電路工作時，考慮到功率器件的開通和關斷都需要時間，如不采取其他措施，調制度不可能達到1。采用這種調制方法實際能

22、得到的直流電壓利用率比0.866還要低。1、梯形波調制方法的思路采用梯形波作為調制信號，可有效提高直流電壓利用率。當梯形波幅值和三角波幅值相等時，梯形波所含的基波分量幅值更大。梯形波調制方法的原理及波形，見圖6-15。梯形波的形狀用三角化率s=Ut/Uto描述，Ut為以橫軸為底時梯形波的高，Uto為以橫軸為底邊把梯形兩腰延長后相交所形成的三角形的高。s=0時梯形波變為矩形波，s=1時梯形波變為三角波。梯形波含低次諧波，PWM波含同樣的低次諧波，低次諧波（不包括由載波引起的諧波）產生的波形畸變率為以圖6-16,a和Uim/Ud隨s變化的情況。圖6-17,s變化時各次諧波分量幅值Unm和基波幅值U

23、im之比。s=0.4時，諧波含量也較少，a約為3.6%,直流電壓利用率為1.03,綜合效果較好。JJ“HTUftrU-1JLT圖6-15梯形波為調制信號的PWM控制梯形波調制的缺點：輸出波形中含5次、7次等低次諧波。實際使用時，可以考慮當輸出電壓較低時用正弦波作為調制信號，使輸出電壓不含低次諧波；當正弦波調制不能滿足輸出電壓的要求時，改用梯形波調制，以提高直流電壓利用率。b圖6-16s變化時的d和直流電壓利用率圖6-17s變化時的各次諧波含量2、線電壓控制方式（疊加3次諧波）對兩個線電壓進行控制，適當地利用多余的一個自由度來改善控制性能。目標一一使輸出線電壓不含低次諧波的同時盡可能提高直流電壓

24、利用率，并盡量減少器件開關次數。直接控制手段仍是對相電壓進行控制，但控制目標卻是線電壓。相對線電壓控制方式，控制目標為相電壓時稱為相電壓控制方式。在相電壓調制信號中疊加3次諧波，使之成為鞍形波，輸出相電壓中也含3次諧波，且三相的三次諧波相位相同。合成線電壓時，3次諧波相互抵消，線電壓為正弦波。如圖6-18所示。鞍形波的基波分量幅值大。除疊加3次諧波外，還可疊加其他3倍頻的信號，也可疊加直流分量，都不會影響線電壓。圖6-18疊加3次諧波的調制信號3、線電壓控制方式（疊加3倍次諧波和直流分量）：UrUI、疊加Up,既包含3倍次諧波，也包含直流分量，Up大小隨正弦信號的大小而變化。設三角波載波幅值為

25、1,三相調制信號的正弦分別為UrU1、UrV1和UrW1,并令：Upmin（UrU1，uv1，uw）（6-12）則三相的調制信號分別為UrUUrU1UrVUrV1upUp(6-13)UrWUrW1up圖6-19線電壓控制方式舉例不論UrU1、UrV1和UrW1幅值的大小，UrU、UrV、UrW總有1/3周期的值和三角波負峰值相等。在這1/3周期中，不對調制信號值為-1的相進行控制，只對其他兩相進行控制，因此，這種控制方式也稱為兩相控制方式。優點：(1) 在1/3周期內器件不動作，開關損耗減少1/3(2) 最大輸出線電壓基波幅值為Ud,直流電壓利用率提高(3) 輸出線電壓不含低次諧波，優丁梯形波

26、調制方式(6)PWM逆變電路的多重化和一般逆變電路一樣，大容量PWM逆變電路也可采用多重化技術。采用SPWM技術理論上可以不產生低次諧波，因此，在構成PWM多重化逆變電路時，一般不再以減少低次諧波為目的，而是為了提高等效開關頻率，減少開關損耗，減少和載波有關的諧波分量。PWM逆變電路多重化聯結方式有變壓器方式和電抗器方式，利用電抗器聯接實現二重PWM逆變電路的例子如圖6-20所示。電路的輸出從電抗器中心抽頭處引出，圖中兩個逆變電路單元的載波信號相互錯開180。，所得到的輸出電壓波形如圖6-21所示。圖中，輸出端相對丁直流電源中點N的電壓Uun(UuiNUU2N)/2,已變為單極性PWM波了。輸

27、出線電壓共有0、±(1/2)Ud、也d五個電平，比非多重化時諧波有所減少。一般多重化逆變電路中電抗器所加電壓頻率為輸出頻率，因而需要的電抗器較大。而在多重PWM型逆變電路中，電抗器上所加電壓的頻率為載波頻率，比輸出頻率高得多，因此只要很小的電抗器就可以了。二重化后，輸出電壓中所含諧波的角頻率仍可表示為nckr，但其中當n奇數時的諧波已全部被除去，諧波的最低頻率在2c附近，相當丁電路的等效載波頻率提高了一倍圖6-20二重PWM型逆變電路£_Js£nnnnnn-ULILIIJUIAH1HUUIIJuuu矗叫A印milijlinAi印L圖6-21二重PWM型逆變電路輸出

28、波形電抗器上所加電壓頻率為載波頻率，比輸出頻率高得多，很小。輸出電壓所含諧波角頻率仍可表示為nwc+kwr,但其中n為奇數時的諧波已全被除去，諧波最低頻率在2wc附近，相當丁電路的等效載波頻率提高一倍。3 PWM跟蹤控制技術PWM波形生成的第三種方法一一跟蹤控制方法。把希望輸出的波形作為指令信號，把實際波形作為反饋信號，通過兩者的瞬時值比較來決定逆變電路各器件的通斷，使實際的輸出跟蹤指令信號變化，常用的有滯環比較方式和三角波比較方式。(1) 滯環比較方式1、電流跟蹤控制基本原理：把指令電流i*和實際輸出電流i的偏差i*-i作為滯環比較器的輸入，比較器輸出控制器件Vi和V2的通斷。Vi（或Vdi

29、）通時，i增大，V2（或VD2）通時,i減小。通過環寬為2DI的滯環比較器的控制，i就在i*+DI和i*-DI的范圍內，呈鋸齒狀地跟蹤指令電流i。滯環環寬對跟蹤性能的影響：環寬過寬時，開關頻率低，跟蹤誤差大；環寬過窄時，跟蹤誤差小，但開關頻率過高。電抗器L的作用：L大時，i的變化率小，跟蹤慢。L小時，i的變化率大，開關頻率過高。供載三相的情況:vffi"1圖6-24三相電流跟蹤型PWM逆變電路圖6-25三相電流跟蹤型PWM逆變電路輸出波形采用滯環比較方式的電流跟蹤型PWM變流電路有如下特點(1) 硬件電路簡單(2) 實時控制，電流響應快(3) 不用載波，輸出電壓波形中不含特定頻率的諧

30、波(4) 和計算法及調制法相比，相同開關頻率時輸出電流中高次諧波含量多(5) 閉環控制，是各種跟蹤型PWM變流電路的共同特點2、電壓跟蹤控制采用滯環比較方式實現電壓跟蹤控制。如圖6-26所示。把指令電壓u*和輸出電壓u進行比較，濾除偏差信號中的諧波，濾波器的輸出送入滯環比較器，由比較器輸出控制開關通斷，從而實現電壓跟蹤控制。和電流跟蹤控制電路相比，只是把指令和反饋從電流變為電壓。輸出電壓PWM波形中含大量高次諧波，必須用適當的濾波器濾除。圖6-26電壓跟蹤控制電路舉例U*=0時，輸出U為頻率較高的矩形波，相當丁一個自勵振蕩電路。U*為直流時，U產生直流偏移，變為正負脈沖寬度不等，正寬負窄或正窄

31、負寬的矩形波。U*為交流信號時，只要其頻率遠低丁上述自勵振蕩頻率，從u中濾除由器件通斷產生的高次諧波后，所得的波形就幾乎和U*相同，從而實現電壓跟蹤控制。(2)三角波比較方式基本原理：不是把指令信號和三角波直接進行比較，而是閉環控制。把指令電流i*u、i*v和i*w和實際輸出電流iu、iv、iw進行比較，求出偏差，放大器A放大后，再和三角波進行比較，產生PWM波形。放大器A通常具有比例積分特性或比例特性，其系數直接影響電流跟蹤特性。三相三角波發生電路圖6-27三角波比較方式電流跟蹤型逆變電路特點：開關頻率固定，等丁載波頻率，高頻濾波器設計方便；為改善輸出電壓波形，三角波載波常用三相；和滯環比較

32、控制方式相比，這種控制方式輸出電流諧波少。定時比較方式：不用滯環比較器，而是設置一個固定的時鐘。以固定采樣周期對指令信號和被控量采樣，按偏差的極性來控制開關器件通斷。在時鐘信號到來時刻，如i<i*,令V1通，V2斷，使i增大；如i>i*,令V1斷，V2通，使i減小。每個采樣時刻的控制作用都使實際電流與指令電流的誤差減小。采用定時比較方式時，器件最高開關頻率為時鐘頻率的1/2,和滯環比較方式相比，電流誤差沒有一定的環寬，控制的精度低一些。4 PWM整流電路及其控制方法實用的整流電路幾乎都是晶閘管整流或二極管整流。晶閘管相控整流電路：輸入電流滯后丁電壓，且諧波分量大，因此功率因數很低。

33、二極管整流電路：雖位移因數接近1,但輸入電流諧波很大，所以功率因數也很低。把逆變電路中的SPWM控制技術用丁整流電路，就形成了PWM整流電路。可使其輸入電流非常接近正弦波，且和輸入電壓同相位，功率因數近似為1,也稱單位功率因數變流器，或高功率因數整流器。(1)PWM整流電路的工作原理PWM整流電路也可分為電壓型和電流型兩大類，目前電壓型的較多1、單相PWM整流電路圖6-28a和b分別為單相半橋和全橋PWM整流電路。半橋電路直流側電容必須由兩個電容申聯，其中點和交流電源連接。全橋電路直流側電容只要一個就可以。交流側電感Ls包括外接電抗器的電感和交流電源內部電感，是電路正常工作所必須的。Va)b)

34、圖6-28單相PWM整流電路a)單相半橋電路b)單相全橋電路單相全橋PWM整流電路的工作原理：正弦信號波和三角波相比較的方法對V1V4進行SPWM控制，就可在交流輸入端AB產生SPWM波UAB。uab中含有和信號波同頻率且幅值成比例的基波、和載波有關的高頻諧波，不含低次諧波。由丁Ls的濾波作用，諧波電壓只使is產生很小的脈動。當信號波頻率和電源頻率相同時，is也為與電源頻率相同的正弦波。Us一定時，is幅值和相位僅由UAB中基波UABf的幅值及其與us的相位差決定。改變UABf的幅值和相位，可使is和Us同相或反相，is比us超前90°,或is與us相位差為所需角度。相量圖（圖6-2

35、9）a：滯后相角a,Is和Us同相，整流狀態，功率因數為1,PWM整流電路最基本的工作狀態b:超前相角a,Is和Us反相，逆變狀態，說明PWM整流電路可實現能量正反兩方向流動，這一特點對丁需再生制動的交流電動機調速系統很重要。c：滯后相角a,Is超前Us90°,電路向交流電源送出無功功率，這時稱為靜止無功功率發送器（StaticVarGeneratorSVG）d:通過對幅值和相位的控制，可以使Is比Us超前或滯后任一角度代d)圖6-29PWM整流電路的運行方式相量圖a）整流運行b）逆變運行c）無功補償運行d）超前角為4對單相全橋PWM整流電路工作原理的進一步說明整流狀態下，Us>

36、;0時，（V2、VD4、VD1、Ls）和（V3、VD1、VD4、Ls）分別組成兩個升壓斬波電路，以（V2、VD4、VD1、Ls）為例。V2通時，Us通過V2、VD4向Ls儲能。V2關斷時，Ls中的儲能通過VD1、VD4向C充電。Us<0時，（Vi、VD3、VD2、Ls）和（V4、VD2、VD3、Ls）分別組成兩個升壓斬波電路。由丁是按升壓斬波電路工作，如控制不當，直流側電容電壓可能比交流電壓峰值高出許多倍，對器件形成威脅。另一方面，如直流側電壓過低，例如低丁Us的峰值，則UAB中就得不到圖6-29a中所需的足夠高的基波電壓幅值，或UAB中含有較大的低次諧波，這樣就不能按需要控制is,is

37、波形會畸變。可見，電壓型PWM整流電路是升壓型整流電路，其輸出直流電壓可從交流電源電壓峰值附近向高調節，如要向低調節就會使性能惡化，以至不能工作。2、三相PWM整流電路圖6-30，三相橋式PWM整流電路最基本的PWM整流電路之一，應用最廣。工作原理和前述的單相全橋電路相似，只是從單相擴展到三相進行SPWM控制，在交流輸入端A、B和C可得SPWM電壓，按圖6-29a的相量圖控制，可使ia、ib、ic為正弦波且和電壓同相且功率因數近似為1。和單相相同，該電路也可工作在逆變運行狀態及圖c或d的狀態。(2)PWM整流電路的控制方法有多種控制方法，根據有沒有引入電流反饋可分為兩種：沒有引入交流電流反饋的

38、一一間接電流控制；引入交流電流反饋的一一直接電流控制。1、間接電流控制間接電流控制也稱為相位和幅值控制。按圖6-29a(逆變時為圖6-29b)的相量關系來控制整流橋交流輸入端電壓，使得輸入電流和電壓同相位，從而得到功率因數為1的控制效果。圖6-31,間接電流控制的系統結構圖。圖中的PWM整流電路為圖6-30的三相橋式電路。控制系統的閉環是整流器直流側電壓控制環。控制原理：和實際直流電壓Ud比較后送入PI調節器，PI調節器的輸出為一直流電流信號id,id的大小和交流輸入電流幅值成正比。穩態時，Ud=,PI調節器輸入為零,PI調節器的輸出id和負載電流大小對應，也和交流輸入電流幅值對應。負載電流增

39、大時，C放電而使Ud下降，PI的輸入端正偏差，使其輸出id增大，進而使交流輸入電流增大，也使Ud回升。達到新的穩態時，Ud和相等，id為新的較大的值，與較大的負載電流和較大的交流輸入電流對應。負載電流減小時，調節過程和上述過程相反。從整流運行向逆變運行轉換首先負載電流反向而向C充電，ud抬高，PI調節器負偏差，id減小后變為負值，使交流輸入電流相位和電壓相位反相，實現逆變運行。穩態時，Ud和仍然相等，PI調節器輸入恢復到零，id為負值，并與逆變電流的大小對應。控制系統中其余部分的工作原理上面的乘法器是id分別乘以和a、b、c三相相電壓同相位的正弦信號，再乘以電阻R,得到各相電流在Rs上的壓降URa、URb和URc下面的乘法器是id分別乘以比a、b、c三相相電壓相位超前