1、突發模式接收機理論和在光纖多路接入網絡中的應用摘要：在這篇論文中介紹了最新發展的光突發模式接收機統一的標準。基于這個理論，從理論上和實驗兩方面分析了接收機的性能。理論可以很好的與實驗相吻合。這個理論可以在數量上解釋突發模式接收機的糾錯碼率性能。這篇論文同時也介紹了突發模式接收機幾個潛在的應用包括摻鉺的光纖放大器（EDFA）跨海光纖連接和各種高速全光纖多路接入數據包網絡。.簡介在這些多址的全光纖網絡中，任意的一個節點可以設計時隙來發送一個數據包到另一個節點。全光纖多址網絡的一個非常重要的特征是它不同于傳統的點到點的連接，由于傳輸波長的變化產生的光纖衰減和色散致使從一個數據包到另一個數據包的幅度和

2、相位有很大的區別。在兩個突發的數據的幅度和相位的變化超過20db和360攝氏度。傳統的接收機不適用于突發模式的操作，因為它們不能夠瞬間的處理在光纖能量和相位隊列有很大區別的數據包。因此必須設計一個接收機能夠處理基于數據包到數據包的在光纖能量和相位隊列又很大區別的變化。這種類型的接收機就是突發模式接收機。突發模式接收機第一次由Ota和Swartz用于高速光數據傳輸。通過使用數據流中的頭幾個比特來決定突發時序的檢測閾值，并且實現了dc耦合突發模式光接收機的自動控制閾值電路。在比特率為900Mbs/s，動態范圍23db時，接收機的敏感度為37.5dbmBER。 3中在連續性和突發模式方面闡述了一種特

3、別高速的PIN HBT集成電路的光接收機。在連續模式下，2.5和5Gb/s各自測試的敏感度為21.5和18.6dbm，觀察到能量損耗為1.5db,但沒有解釋原因。突發模式接收機BER性能的降低有兩個內在的原因。第一個原因是隨機高斯噪聲，它總存在接收機中影響判決門限和引入了敏感度損失。這個問題首先由Eldring提出4，并計算出在閾值設置的過程中由于高斯噪聲引起的BER損耗。在5中提供了更加精確的的理論模型。第二個影響來自于接收機的可適應閾值檢測電路的有限充放電時間。在這篇論文中我們提供一個統一標準構架用來研究兩個影響之間的關系。結果顯示當放電時間有限時BER損耗相對于獨立頭序列的長度。當放電的

4、時間無限時，結果與之有很大的區別。使用再生或非再生數據包傳輸時，突發模式接收機非常適用于光纖多址網絡應用。例如：接收機可使用于無源光網絡(PON)使用時分多址（TDMA）的樹拓撲，光纖總線網絡，WDMA光纖星網絡，多通道并行光數據鏈路，海底/長距離EDFA傳輸系統的監督系統等等。對于所有的應用，對突發模式接收機的要求如下所示：1) 大的動態范圍適應網絡的靈活性；2) 快速的反應時間來改進短數據包或突發數據的檢測;3) 使改進網絡的適應性簡單化和有效化。這篇論文可以分為兩個部分。在第一個部分，我們提出了一個統一標準的構架來解釋各種不同的突發接收機的BER的性能。結果通過分析和試驗兩個方面進行比較

5、。這個理論能夠更好的理解突發模式接收機的BER性能，并且能夠解釋原始的BER損耗。它同樣預見下一代突發模式接收機的設計的可能性。在第二部分，我們討論了突發模式接收機在光纖多址數據包網絡的幾個應用。第一個應用是EDFA海底傳輸光鏈路的督察系統。第二，我們討論了突發模式接收機在不同拓撲的高速全光纖多址數據包網絡中的作用，顯示突發模式接收機非常適用于所有類型的全光纖多址數據包網絡。突發模式接收機理論A 傳統VS突發模式接收機在這一部分，我們將闡述突發模式接收機的一個理論。首先，我們解釋什么是突發模式數據和傳統接收機與突發模式接收機的不同之處。一般來說，在數字通信系統中有三種類型的信號格式如圖1。圖1

6、（a）模式1是已知道的連續數據。一個二進制序列已1和0絕對平衡的方式連續的發送，兩個邏輯變換之間的間隔是嚴格限制的。例如4B5B或mBnB碼一般用于點到點的數據鏈路。圖1（b）模式2是突發模式的數據，它0和1的比率和邏輯變換的間隔是不受限制的。在相同的邏輯模型中序列有相同的幅度。一個好的例子計算機使用的RS232接口的點到點低速數據鏈路。圖1（c）模式3，信號的幅度隨著數據包到數據包而變化，防護時間（guard time）用于不同的數據包之間。這種類型的模式出現在多址網絡的數據包中例如以太網。這種數據的格式可參考突發和包模式數據見參考文獻7。我們簡稱其為數據包。突發接收器的一個工作是準確且迅速

7、的恢復模式2和模式3。傳統的接收機使用ac耦合。Ac耦合電路可以為接收機提供高的敏感度。但是，因為電容的充放電的時間與ac耦合信號的路徑有關，接收的數據的平均幅度不允許隨時間快速的變化，因此傳統的接收機只適用于連續模式數據的接收。圖1數字通信的三種數據格式的例子(a)模式1：連續數據模式（b）模式2：突發模式數據（c）模式3：突發和包模式數據表格1 傳統和突發模式接收機的比較突發模式接收機的操作與傳統接收機非常不同。主要的不同之處在于突發模式接收機是dc耦合和接收機電路必須在很短的時間內適應接收的數據的幅度。第二突發模式接收機時鐘和相位的恢復必須快速的執行。（一般在數據包傳輸時間的很小的一部分

8、）表1總結了兩種接收機的不同之處。B.不同類型的突發模式接收機突發模式接收機可按照它們的結構分為兩種類型：1）后反饋類型1和2)前反饋類型4。這兩種類型的例子如圖2所示。類型1用一個差分輸入/輸出傳輸阻抗放大器與峰值檢測電路組成反饋環。峰值檢測電路決定了輸入信號的瞬太檢測閾值。前放的輸出是dc耦合到差分后放進行進一步的放大。在這個模式中，信號幅度的恢復在前放中實現。第二種類型接收機使用傳統的dc耦合前置放大器。接收的信號首先由前置放大器放大，接著分成兩個分支。來自于前置放大器輸出的第一個分支是dc耦合到差分放大器。第二個分支前反饋到峰值檢測電路來提取接收包的幅度信息。峰值檢測器的輸出，合適的閾

9、值基準的設置適應于前面的差分放大器。在差分放大器的輸出中恢復的幅度數據包準備進行進一步的處理。圖2光突發模式接收機的兩種操作類型(a)后反饋類型的突發模式接收機。（b）前反饋類型的突發模式接收機。（c）一個峰值檢測電路必須注意的是這篇論文中現有的分析是獨立于突發模式接收機的結構的，例如類型1和類型2同樣適用。考慮到硬件實現第一種操作比第二種更穩定，因為后反饋環使接收機工作更可靠，但需要一個輸入/輸出前置放大器。在第二種類型中，可以在接收機中使用傳統的dc耦合前置放大器，但是電路需要仔細的設計來防止接收器擺動。在文獻中，突發模式接收機是按照閾值的設置來分類的。第一種類型是接收機的閾值完全由信頭決

10、定且數據保持不變4,5。第二種類型的接收機閾值是由輸入信號決定的1-3。在這篇論文中，我們只用兩個參數為所有突發模式接收機的BER性能特性提供了一個統一標準的構架，這兩個參數是上升時間恒量和檢測電路適應性閾值的維持時間恒量。第一種類型的上升時間恒量是有限的，保持時間恒量是無限的，然而第二種類型1-3有一個小的上升時間恒量但是有限的保持時間恒量。這兩種類型都認為是統一標準構架的特殊情況。C.恢復幅度一般，突發模式接收機的BER性能受適應閾值控制電路和時鐘恢復電路的影響。首先我們討論幅度恢復過程中適應閾值控制電路的影響。對于傳統接收機，BER是：Pe=P(0)P（1/0）+P(1)P(0/1) (

11、1)圖3 突發模式接收機閾值變量這里P(0)和P(1)各自代表邏輯0和邏輯1的概率，P（1/0）是當0傳輸時1的概率，P（0/1）是1傳輸時0的概率。P(0/1)和P(1/0)由幅度閾值設置決定，通常是按照穩態信號幅度和噪聲統計來設置固定的最佳基準。（見例8）。穩態的幅度閾值由一段時間集成的信號決定。在多址網絡中使用突發模式接收機，接收機的BER性能應該接近連接在兩個節點之間的傳統接收機已經達到穩態時的性能。但是，由于接收機的噪聲和適應閾值控制電路有限上升/保持時間常量使得檢測閾值基準不是恒量，但是它按照輸入數據模式圍繞理想閾值上下波動（圖3所示），這樣引起BER性能下降。因為接收機性能倚賴它

12、的閾值檢測，為了與傳統接收機的BER相區別，我們定義突發模式接收機的BER為：Pe=P(0)Peo+P(1)Pe1 (2)P(0),P(1)是0和1出現在數據模式中的概率，Peo和Pe1是由突發模式接收機中1和0引起的錯誤概率。1) 從前量字節中提取閾值：突發模式接收機和傳統接收機最主要不同是突發模式接收機閾值檢測必須在很短的時間內適應輸入數據。然而閾值容易受噪聲的影響而變壞。假設接收信號受附加高斯白噪聲(AWGN)影響而變壞。由適應閾值檢測電路決定的瞬時閾值（以隨機變量r表示）是高斯分布。我們定義此變量為噪聲惡化閾值（NCT）。如果l前量字節比率用于決定閾值，NCT概率密度函數r是： （3）

13、Vth 表示NCT決定l前量字節值，表示 1字節平均rms噪聲 在許多應用中，對于網絡中傳輸的數據包的簡便的幅度和時鐘恢復，前量數據格式不總是1，有時可能像這樣101010（例如以太網）。因此峰值檢測器的保持時間恒量通常很大而且閾值衰減很小，由45提供的模型在這些情況下仍然有效。2）上升和保持時間恒量的考慮：也有其它類型的如發模式接收機1-3，它們的檢測閾值是隨著輸入信號而變化的。在這一段中，我們考慮在閾值的設置中峰值檢測器的上升和保持時間恒量的影響。有一種表達是瞬時和字節平均閾值為上升時間和保持時間恒量的函數。 對于這些使用適應閾值決定的突發模式接收機（圖3），在數據域檢測閾值可以由馬爾可夫

14、過程表達： （4）Vthm,t是時間t在mth字節間隔的閾值，t是參照每個位間隔開始時間測量的，例如0tT,T是位間隔，a(m)是mth字節的數據模型（0和1），Vc是由傳統接收機接收信號最佳門限，和是圖2所示的峰值檢測電路的上升和保持時間恒量。為了簡單化我們認為邏輯0為數值0。在圖2，我們定義峰植檢測電路上升參數和衰減參數K為 （5）我們計算數據包的mth字節的平均閾植。假定數據模型為1，則可以這樣表示=Vthm-1,T/Vc和Vthm-l.T是先前字節的閾植。需要注意的是依賴輸入數據的模式。如果數據模式為0，考慮字節的瞬時閾植依賴于輸入數據前面的字節的連續0的數目，因為閾值將會從先前的V(

15、0)衰減到一個更小的值。那樣接收機信號與噪聲的比率(SNR)會減小而且將會引入能量損耗。假定一長串的連續的0出現在輸入信號。Jth連續0字節的平均閾值Vth由下面的等式給出：V（0）是在開始出現一長串連續0之前初始的閾值。假定數據包開頭部分的初始閾值為0。在出現l字節的連續的1后，閾值為：l是連續1字節的數目，當l足夠大時可以達到，我們定義穩態差錯為：這樣，我們可以得到下面的關系：在序列分析時，的變化范圍為2來提供在和l之間變換的格式。從上面的等式，我們可以評估突發模式接收機BER性能，這將在下一章中描述。D.突發模式接收機的統一標準模式我們為分析突發模式接收機的BER性能而描述一種統一標準的

16、模式。我們考慮兩種二進制基帶數據：編碼數據（mBnB線編碼）和非編碼數據（偽隨機信號）。對于編碼數據，二進制序列1和0的比率近似平衡，且連續模型的最大長度是嚴格限制的。對于非編碼數據，最大的長度由偽隨機碼發生器決定。對于偽隨機輸入信號的長度N=-1,N是偽隨機數字序列的長度（PRNS）,與N相關的包含在I-連續的0 字串中0字節的比率是。經過一些數學處理后，平均的BER可以由下列的阿登時描述：這里對于傳統接收機是最佳的SNR，是依賴輸入數據模式，數據流中k連續0的概率。對于編碼數據，一般習慣用兩個線性碼4B5B和5B6B數據格式進行分析。對于典型的4B5B或5B6B編碼數據格式（例如由AMD提

17、供的Am7968IC），對連續0的統計分布可由仿真取得，結果見表格。圖4. 突發模式接收機BER性能的仿真圖表編碼數據的BER:如果我們假設接收機的K=0，BER性能獨立于輸入數據格式。在這種情況下，我們的模型集合見4，它可由下面的等式給出：E. 突發模式接收機的誤差性能為了論證上面表述的理論上的模型，接收機性能可由計算機執行仿真。仿真見圖表4。首先產生一個統一分布PRNS，接著直接（對于非編碼數據）或通過一個4B5B/5B6B編碼器進入傳輸通道。高斯噪聲增加或由接收機檢測。從接收的突發模式信號的波形，我們可以使用（3）和與（4）有關的馬爾可夫決定噪聲惡化閾值。我們在每一個抽樣間隔決定增加的噪

18、聲PRNS的字節值。通過輸出序列與原始輸入的比較，我們可以簡單取得接收機的BER。通過變化峰值檢測電路的K或，可以取得接收機關于不同K或的BER。在仿真中，我們首先評估接收機不同的K的BER性能。設置為0.978。對應于使用四前量字節的設置閾值，K設置為0。結果（Kvs）如圖5所示。我們比較仿真結果，在相同的SNR Qc=6（對應傳統接收機的BER為）前提下，不同數據格式的理論結果。理論曲線與仿真結果十分吻合。結果顯示大的K會很嚴重的降低BER性能。這個結果在6中已經描述過。圖5 當0.98非編碼BER和編碼數據vs衰減參數K。仿真和理論結果分別以離散點和實線表示，Qc=6圖6.當K=0.05

19、和Qc=6時BERvs。仿真和理論結果分別以離散點和實線表示。接著，我們測試當K=0.05時不同接收機的BER。在圖6中，我們可以看到非編碼和編碼數據的仿真結果和理論結果vs。通過比較，4的BER同樣在途中顯示。可以看到衰減的影響（由于K參數）對BER性能的影響值得考慮，更長的前量字節沒有必要在超出4或5前量字節上作任何重大的改變。在論證了等式（12）和（14）正確性后，我們可以用這些等式評估不同的K和不同的的接收機SNR損耗。可以對應于1，2，4和8前量字節選擇值。但是，我們必須提醒的是這些比較只有在K=0時才有效。這里被提議的模型比4中更一般，當K不為0時覆蓋了所有的情況。非編碼NRZ和編

20、碼4B5B/5B6B的SNR損耗相對于衰減參數K的圖形分別見見圖7和圖8，在BER為情況下。我們假設非編碼隨機長度為。圖7 對于不同的非編碼NRZ數據SNR損耗vs衰減參數K圖8對于不同的4B5B/5B6B編碼數據SNR損耗vs衰減參數K在圖7，可以看到當K0.1,SNR損耗大多數獨立于前量字節的數目。當K0.1時，接收機的性能依賴于K和前量字節的長度。這是因為當K很大時，接收機的心腹能主要由瞬時閾值的阿衰減過程控制。不同K的情況下，編碼數據4B5B和5B6B的仿真結果可從圖8中看到。當出現平穩現象時K值大于非編碼情況，這是因為編碼數據連續0的長度更短。對于不同的k，接收機的SNR損耗VS（或

21、前量字節）如圖9所示。對于一個較小的K（例如對于非編碼數據K=0.01），我們的模型將比較吻合4。但是，K很大時，將會有很大的區別。這是因為4中沒有考慮接收機性能的衰減影響。對于這樣的結果可以得出結論通過一個比較小的可以得到關于前量字節4的閾值的一個比較好的結果，這并不暗示當K不為0時，一個比較小的總會產生更好的接收機性能。圖9 對于不同的K非編碼NRZ數據SNR損耗vs（或L的前量字節）圖10 對于不同的K編碼數據數據4B5B/5B6B的SNR損耗vs（或L的前量字節）F.考慮突發模式接收機的消光系數在上面的分析中，我們評估了突發模式接收機的BER性能，但是來自于光網絡的非調制光能量積累的C

22、W光能量（或消光系數）引起的系統惡化沒有考慮。在這一節，我們評估由于有限的消光系數引起的BER惡化。存在有限的消光系數是因為在總線或星型全光纖網絡中，所有的發射機有一些剩余的CW光能量耦合到光纖甚至當它們不傳輸時也會發生。這個影響是由于網絡中光傳輸機操作的內在特性引起的。通常，對于一個光傳輸機為了縮減激光二極管打開的延遲時間，光源的偏置電流設置在閾值之上。因此，一個小的但是非0的dc光能量被耦合到光纖中即使發射機處于關閉的狀態。對于一個dc耦合突發模式接收機，來自于不同節點的所有的殘余的CW能量在光纖中累積，這樣會嚴重的降低接收機的性能。總之，網絡中存在更多的節點會降低更多的消光因素。消光因素

23、的定義：，可以容易的看到消光因素按照輸入的幅度隨一個數據包到另一個數據包而變化。在最壞的情況下，當輸入最小時（相應最好的接收機敏感度），最大。在這種情況下，接收機信號到噪聲比率Qm,r為：這里我們考慮存在消光因素時K對接收機性能的影響。應該注意的是我們僅僅考慮接收機的最壞情況，關于這個問題一個好的建議可以在5中找到。但是5中忽略了K的影響。為了縮減由于消光因素引起的能量損耗，9中給出了一個好的解決方法。通過在接收機中使用一個深度補償的子電路，由于網絡中背景光的作用電路可以自動的測量和提取出信號，這樣接收機就可以得到較好的消光因素。G網絡容量損耗為了增加網絡的傳輸效率，非常希望能夠減小數據總線中

24、兩個數據包之間的間隙時間。通過上面的討論，我們認識到適應閾值控制電路的小的保持時間常量可以減小間隙時間但是降低了接收機的BER性能。因此，在時間常量和網絡傳輸效率之間有一個折衷。圖11. 最壞情況的突發模式接收機閾值轉移圖11顯示了分別在節點I和節點j的數據包轉移到節點k。閾值轉移的最壞情況是當第一個包有最大的接收功率和第二個包的功率最小時，這種情況要求最大的放電時間來使適應閾值控制電路重新建立新的閾值基準。最大的放電時間與最大和最小的電壓幅度和的輸入數據有關，見下面的等式：這樣，兩個包之間的間隙時間為：T是字節間隔，K是接收機的衰減參數，是接收機的動態范圍。我們定義網絡信道利用率為：M是一個

25、包中字節數，B是數據鏈的比特率。容量損耗定義為：這里我們忽略了接收機上升時間的常量的影響，因為網絡容量損耗的上升時間與保持時間相比可忽略不計。等式（20）可用來計算網絡信息傳輸的有效性。當數據鏈的比特率，信息包的長度和接收機的動態范圍這些都已經給出后，容量的損耗直接由接收機的衰減參數K決定。舉一個例子，網絡的比特率是1Gb/s和數據的模式是非編碼（）或編碼（4B5B或5B6B）。假定包的長度是53bytes(ATM)和接收機的動態范圍為20dB。在這種情況下，當BER為時，能量損耗1dB，網絡容量損耗和接收機非編碼和編碼信號的保持時間見表格。顯然上面的討論是基于接收機的閾值控制電路固有的放電模

26、式的。對于固定大小的包的傳輸，通過計算一個包中的比特數，一個復位的信號可以用于加快閾值控制電路的放電時間。因此，可以改進網絡傳輸效率。但是，使用這種方法，突發模式接收機與傳統接收機不兼容。對于大小變化的包，封裝包的開始幀和結束幀模型可以用于觸發閾值控制電路的衰減參數的變化。為了這樣做，數據必須進行線性編碼來保證開始幀和結束幀是唯一的。編碼將自動的產生容量損耗。結果，增加了接收機的復雜性。畢竟，采用這種格式不是很明智。H. 時鐘和相位的恢復對于多址數據包網絡，快速時鐘恢復或時鐘同步是一個具有挑戰性的問題由于通常使用的是短的包長度（ATM）和突發模式的包在到達時相位有很大的變化。現今已經提出了幾種

27、關于突發模式數據操作的瞬時時鐘同步的技術。如下：1） 相位檢測的全局時鐘修正器10。2） 結束窄帶儲能電路11。3） PLL門控制振蕩器12 突發模式數據的快速時鐘恢復的所有的這些技術都經過了試驗論證。但是，方法1，接收器要求時鐘恢復時包中有前量字節和恢復時鐘經歷相位錯誤。方法2，將會出現頻率錯誤。因此，兩種方法在時鐘恢復的過程中都會有與之相關的能量損耗。對突發模式時鐘恢復分析的這些方法在10和11中都能找到。 方法3，在不使用任一前量字節可以得到瞬時相位鎖存。這是因為每次振蕩器打開時，對電路中門控制振蕩器的內在的相位被迫與輸入信號的相位同步。但是，快速時鐘恢復的機理是基于輸入數據序列變換的，

28、因此恢復時鐘的抖動性能與輸入數據信號相同。然而，這種方法要求一個本地振蕩器在接近輸入信號的頻率處振蕩。這個阿振蕩器的精確性對數據包中的最大的連續1和連續0有一個限制。最近，一個快速時鐘恢復的新版本設備可以消除輸出抖動。 對于上述的技術，方法3是突發模式數據時鐘恢復最有發展前景的一種技術因為它提供了非常快的時鐘和相位恢復（在一個比特間隔內）。此外，電路很簡單適合于高級電路集成和高頻操作。 假定PLL門控制電路這項技術用于時鐘恢復過程，我們可以容量損耗的引入，因為時鐘和相位可以在一個比特時間內恢復。圖12 封裝突發模式接收機的圖表圖13 突發模式收發機I. 突發模式接收機實驗的結果當在實驗中使用B

29、ER測量設備時，包之間促奶的間隙時間將使突發模式數據的BER測量很復雜。因為BER測試儀不能分辨差錯是在包中還是在間隙時間內，BER測量只能顯示網絡平均的BER，即是間隙時間的BER，是包中的BER。 突發模式接收機測量BER的另一個困難是由接收包的多個來源產生的。因為網絡的協議是以多址技術為基礎的，接收的來自于不同的節點的數據相互之間是不同的。在這種情況下，傳統的BER測試方法僅能讀取來自指定節點的包。BER測試儀發射機定位咱這個特殊的節點處。經討論接收機的性能可以通過測量多址網絡接收的包的眼圖的閉合區域進行評估2。 為了便利測試涉及到突發模式接收機BER性能，我們得到了一個等式它把突發模式

30、的BER與連續模式的BER聯系在一起。由于這個等式，可以很容易的得到突發BER。 假定一個統一的間隙時間，突發模式接收機的BER可以寫為：當輸入為連續模式時接收機的BER，Q(i)是連續0串中ith字節Q函數，是（20）中定義的網絡容量損耗，大概為：和M分別是間隙和包中整數個比特數。我們已經通過實驗和理論兩種方法論證了這個等式。對于試驗的方法，突發模式接收機芯片可以從AT&T實驗室1取得，在中國香港大學進行的封裝。突發模式接收機的圖表如圖12和13所示。在圖14中顯示了在BER為，電壓偏置電流閾值為0，不同容量損耗下能量損耗vs衰減參數K。能量損耗意味連續模式和突發模式敏感度損耗。實線由（22

31、）計算，虛線是實驗結果。這兩個結構吻合得很好。因此，為了表現突發模式BER性能，我們可以首先測試連續模式數據的接收機BER，接著取得突發模式數據接收機的BER見圖14。例如，如果突發模式接收機衰減參數K是0.01，連續模式接收機的敏感度為32dBm，同時假設網絡容量損耗是10，圖14，我們可以取得在相同比特率的突發模式接收的接收機的敏感度為31dBm。圖14 突發模式接收機的能量損耗Voffset=0J 閾值偏置考慮對于網絡中數據包的傳輸，如果接收機的適應控制電路使用固有的放電機理，則需要一個偏置閾值。原因是因為在突發模式工作中，當不存在數據時是寂靜區間，否則隨機噪聲的波動將會觸發判決電路引起

32、錯誤。為了阻止閾值自然地放電到0電平，在適應閾值檢測電路中設置一個最小的dc偏置電壓。當偏置電壓增加時，這時對隨機噪聲將會有更大的免疫，但是接收機的敏感度將會降低并且將會引起脈寬失真1。因此，很有必要尋找一個最佳的閾值偏置電平來阻止發生在包之間間隙時間中的噪聲干擾，同時這個偏置引起最小的能量損耗。我們已經通過實驗和分析了當偏置電壓為上述偏置電壓時接收機的能量損耗。實驗和理論結果如圖15所示。圖15和圖14很相似，除了閾值偏置電壓設置為1.2，是接收機的rms噪聲。在實驗中，數據鏈的比特率為100Mb/s，光檢測器的敏感度為0.94，包長度為53bytes，間隙時間的長度由可編程BER計數器(H

33、P1600B)產生，K通過取代接收機的適應閾值控制電路中的電容而充電。接收機連續模式的敏感度大概為32dBm。在有偏置情況下能量損耗比沒有偏置時小1dB。這是因為測量包括間隙時間出現的BER。但是，大的偏置將會引起脈寬失真（PWI），它將降低接收機的性能。當接收機的閾值偏置為Voffset，抽樣誤差如下所示（圖16）：0.75/BW，BW是接收機的帶寬，g(0)是脈沖的峰值電壓。當有電壓偏置時Q-函數可以調整為：Qc=(V1-V0)/2時接收機傳統的Q-函數，g(t)是波形的脈沖。通過由（25）取代（22），我們可以得到能量損耗vs偏置的標準化的高斯和凸起的余弦波形見圖17。可以看出高斯和凸起

34、的余弦波形的BER性能是相同的。此外，能量損耗（與連續模式有關的突發模式）可以通過增加偏置而減小但是接收機內在的敏感度（連續模式）將會因為偏置而減小。圖15 突發模式接收機的能量損耗 Voffset=1.2圖16 由于偏置閾值引起的脈寬失真和抽樣誤差圖17 由于不同的閾值偏置引起的接收機理論能量損耗 突發模式接收機在光多址網絡中的應用全光纖多址網絡的結構可以分為基本的三類：總線/環，樹和星型拓撲；和兩種信號傳輸格式，命名為再生和非再生。 對于再生傳輸，信號由光收發器再生。由于轉發器中電子處理速度的限制（小于10Gb/s）,再生傳輸不適合于超高速傳輸。 非再生傳輸的優點是對于全光纖網絡它允許超高

35、速傳輸這樣使網路具有靈活性，可展性和減小了網絡的復雜性。特別引人矚目的是EDFA的實用性。但是，網絡性能受物理問題的限制例如光纖色散，累積的放大器的噪聲和光纖的非線性。對于非再生格式，因為不同發射機的信號的相位和幅度將會在數據包之間變化，這是需要突發模式接收機。 在這一節中，我們描述了突發模式接收機在光纖通信網絡中幾個新穎的應用，如下:1) 使用EDFA作為長距離的牽引傳輸系統的監督系統。對于長距離的牽引和海底光纖傳輸系統使用EDFA作為轉發器，對這些轉發器進行監督是很困難的。我們設想使用非再生全光纖多地址網絡來為海底光纖通信系統傳輸監督信號，海底光纖通信系統使用突發模式的接收機。2）高速全光

36、纖多地址網絡。討論了三種類型的寬帶多地址網絡結構。我們指出突發模式接收機特別適合基于數據包傳輸的多種的全光纖多地址網絡。A. 使用EDFA長距離牽引傳輸系統監督系統1） 信號傳輸的技術：對于使用EDFA長距離牽引傳輸系統，特別是海底系統，可靠性是最重要的因素之一。為了保證網絡運行的可靠性，要求備用設備和監督控制系統。無論什么時候，監督系統檢測到一個錯誤，傳輸的不同的部分將轉換到備用系統上。一般，監督(SV)信號應該包括泵激光二極管，線信號電平，故障定位，控制信號等等。圖18 系統中SV信號傳輸的兩種模式基于EDFA長距離系統14，兩種潛在的技術可用來傳輸SV信號,如下：1）每個EDFA轉發器的

37、終端和SV信號再生。2）通過EDFA轉發器的透明信道。這兩種技術如圖18所示。第一種技術是運載SV信號的傳統方法。每一個轉發器首先讀取接收信號的地址，只有當地址與它本身相吻合才起作用，否則它轉播信號到另一個轉發器。第二種技術是，每一個轉發器接收和傳送它的SV信號直接到其它轉發器的頭端。重要的是，不同轉發器的監督控制形成了一個非再生多址網絡。現在，幾種技術已經提出用于EDFA系統的透明監督信號的傳輸。如下：1）通過在每個轉發器節點使用multi-Mbs信號調制泵激光二極管14或調制瞬時發射15。2） 使用光纖循環器為放大器的后分散的OTDR16或一個放大器的監督信號17支持一個相反的路徑。3）脈

38、沖泵激光器使用OTDR.。圖19 SV信號傳輸的發射和再生模式。監督節點使用傳統的轉發器所有的上述的技術對系統監控來說是足夠的。但是，從頭端到EDFA的遠程控制是不可能的因為每一個轉發器只能在透明信道中讀取它的信息卻不能讀取來自于頭端的終止符。此外，這些技術只支持小帶寬SV控制信號。因此，如果N系統運行在N條分離光纖，每個系統必須支持自己的SV信道。這里，我們提出在EDFA系統上運載寬帶SV信號的兩種結構。一種是屬于再生類型和另一種屬于透明信道類型，我們應該描述和比較下面的兩種技術。2）每個EDFA轉發器終端和再生SV信號。這種技術的一個體系如圖19。在圖中，線性信號（2.5Gb/s）以一波長

39、（1.55um）傳輸和明顯的通過EDFA鏈，同時監督信號（200Mb/s）以另一個波長（1.3um）在傳統光收發器中（再生）發送。每一個EDFA轉發器可以讀，寫或中繼命令通過SV信道在頭端控制器之間來回。如果N系統并行的運行在不同的光纖上（允許冗余和增加容量），所有來自于不同的系統的SV信號可以由單個的SV信道運載。這種技巧是SV信號傳輸的傳統方法。系統能量裕度見表格。3） 通過EDFA轉發器的透明信道：上述體系的惡意個問題是如果SV信道的一個轉發器失敗，整個監督信號將會崩潰。為了提高可靠性，最好在傳輸SV信道使用非再生的體系。系統的結構如圖20。線信號（2.5Gb/s）仍然以上述的一個波長（

40、1.55um）運載，SV信道在另一個波長之上（1.56um），都在EDFA增益的范圍內。SV信道可以通過窄帶濾波器分離線性信號。系統的能量裕度如表格。上面FWD參考前向的透明SV信道能量裕度。重點是由每個EDFA階段提供的光纖增益足夠補償這一段的衰減。RCV參考一個節點到另一個節點的SV能量裕度。同樣假設每一個EDFA階段能夠補償每一段的衰減。通過SV信道的突發模式發射機和接收機合適的安排，則可以保留足夠的能量裕度來防止單個EDFA階段的失敗。在這個應用中，無沖突多址協議的TDMA包傳輸和光突發模式接收機應該用于每個監督節點。每個節點可以讀取來自于另一個節點的數據包或發送包到目的地，如果有一個

41、可利用的時間間隙。每個節點是相對獨立的。這種方法的主要的有點是監督系統的可靠性相對于上述的再生體系有很大的改進。例如，如果一個SV節點失敗，其它節點的數據包仍然可以明顯的毫無障礙發射到終端或另一個節點，同時失敗的節點可以迅速由head-end terminal的監測器定位。失敗的EDFA階段也會受到保護。B高速全光纖多址網絡中的突發模式接收機的應用在這一節中，描述了寬帶全光纖多址數據包網絡中的突發模式接收機的應用。全光纖多址網絡是研究非常活躍的一個區域（19）。我們分別描述星型，總線和樹拓撲的突發模式接收機的應用。1） 星型拓撲型：對于星型拓撲光纖多址網絡，許多single-hopWDMA網絡已經提出，而且也闡述了一些有潛力的應用和拓撲圖。一些例子見star-LAN20，Fox/Hypass/Bhypass21，Star-Track22，Rainbow23,WDMA24，POPSMAC25等等。所有