1、2020年2月電工技術學報Vol.35No.4第35卷第4期TRANSACTIONSOFCHINAELECTROTECHNICALSOCIETYFeb.2020DOI:10.19595/ki.l000-6753.tces.l81887電聲電型非電氣接觸式全橋模塊門極隔離電源研究吳茂鵬陳希有齊琛牟憲民(大連理工大學電氣工程學院大連116024)摘要多電平換流器中，一般采用變壓器實現每個全橋模塊門極驅動電路和電源之間的隔離和絕緣。該文基于超聲波式非接觸電能傳輸技術，提出電聲電型非電氣接觸式全橋模塊門極隔離電源,它主要包括發射換能器、接收換能器、亞克力棒傳輸介質和補償電路。分別給出聲電、電聲換能器和

2、傳輸介質的設計依據，介紹了換能器的等效電路，采用COMSOL軟件對壓電換能器進行仿真并介紹了壓電換能器的最簡等效電路。詳細敘述了補償電路的設計方法，包括發射側補償電路的設計方法和接收側補償電路的設計方法。搭建實驗平臺，驗證了補償電路的有效性，對比了超聲波式非接觸電能傳輸技術和磁感應式非接觸電能傳輸技術的抗電磁干擾能力。實驗表明，該文設計的隔離電源可以有效地為門極驅動電路供電，使全橋模塊正常工作，與磁感應式門極驅動電源相比，具有抗電磁干擾強的特點，適用于電磁環境復雜的各種門極驅動場合。關鍵詞：非接觸電能傳輸技術超聲波式非接觸電能傳輸技術補償電路門極驅動電源中圖分類號：TM724TheStudyo

3、fFullBridgeModuleGateDriverSuppliesBasedonAcoustic-Electric-AcousticTypeContactlessPowerTransferWuMaopengChenXiyouQiChenMuXianmin(SchoolofElectricalEngineeringDalianUniversityofTechnologyDalian116024China)AbstractInmultilevelconverters,stronggalvanicisolationandinsulationareusuallyrealizedbythetrans

4、former.Basedonultrasoniccontactlesspowertransfer(UCPT),anovelgatedriversupplyisproposed,whichmainlyincludestransmittingtransducer,receivingtransducer,acryliccolumnmedium,compensationcircuit.Thedesignofthesekeyelementsisanalyzedindetail,andtheequivalentcircuitofthetransducerisdescribed.Tosimulatethet

5、ransducer,theFEMsoftwareCOMSOLisusedandthesimplifiedequivalentcircuitisproposed.Thecompensationmethodsbothatthetransmittingsideandreceivingsideareanalyzedindetail.Anexperimentprototypeisbuilttoverifythecompensationmethod.Theultrasoniccontactlesspowertransferandinductivelycontactlesspowertransferarec

6、ompared,whichshowsthattheUCPTtechnologyhasstronganti-electromagnetismdisturbanceability.Atlast,theexperimentshowsthatthepowersupplyproposedcandrivethefull-bridgemodule,especiallysuitableincomplexelectromagneticenvironment.Keywords：Contactlesspowertransfer,ultrasoniccontactlesspowertransfer,compensat

7、ioncircuit,gatedriversupplies國家自然科學基金(61371026)、遼寧省博士啟動基金(20170520112)和中央高校基本科研業務費專項資金(DUT19JC07)資助項目。收稿日期2018-12-11改稿日期2019-05-30DSP砰i1MOSFTGS極電壓（5V/格）隔離電源輸出電壓(5V/（2V/格）1LI廠/（5ns/格）15V,由本文設計的電聲電型隔離電源提供。隔離電源15V輸出隔離電源15V輸出主電路保險救DSP信號輸入6N137光耦主電路逆變輸出接負載圖20全橋模塊實物Fig.20Thephotooffull-bridgemoduleDSP產生的P

8、WM驅動信號、MOSFET管G-S極之間的電壓波形和電聲電型隔離電源的輸出電壓如圖21所示。隔離電源的15V輸出電壓為驅動芯片IR2110和光耦6N137供電，將DSP產生的PWM驅動信號放大后驅動MOSFET門極，控制MOSFET的開通關斷，從而將主電路輸入的直流逆變為高頻的方波輸出。全橋模塊正常工作時的輸出電壓和輸出電流如圖22所示。在本實驗中，全橋模塊所驅動的負載為一個250Q的電阻，逆變器的輸出電壓為100V,輸出功率為40Wo圖21全橋模塊驅動波形Fig.21Thedriverwaveformsoffull-bridgemoduleCAfMMtTKhMtotixYKMAY07XC23

9、20”I。oo.tjiccv圖22全橋逆變器輸出電壓和輸出電流波形Fig.22Theoutputvoltageandoutputcurrentwaveformsofinverter本實驗證明，本文提出的電聲電型隔離電源可以為門極驅動電路中的芯片供電，使門極驅動電路工作,進而保證全橋模塊將直流逆變成高頻方波輸出。本隔離電源的存在使驅動電路中驅動芯片的“地”與主電路的“地”隔離開來，保證了驅動芯片不受主電路的影響，也不受周圍電磁環境的影響，從而可以在復雜的電磁環境下正常工作。4結論基于超聲波式非接觸電能傳輸技術，本文提出了一種電聲電型門極驅動隔離電源，包括發射換能器、亞克力棒傳輸介質、接收換能器、

10、補償電路、整流濾波電路等。理論分析和實驗結果表明：1) 本文選擇的郎之萬型壓電換能器和亞克力棒傳輸介質可以在保證隔離和絕緣的情況下有效地將能量從發射側傳遞到接收側。2) 發射側補償電路可以補償電源的無功功率且能在保證接收側輸出電壓不變的情況下降低輸入電壓。3) 接收側補償電路可以維持輸出電壓穩定。4) UCPT技術比ICPT技術有更強的抗電磁干擾能力。5) 本文設計的電聲電型隔離電源可以有效為門極驅動電路供電，是一種良好的傳統變壓器替代方案，適用于電磁環境復雜的各種門極驅動場合。參考文獻1 徐殿國，李彬彬，周少澤.模塊化多電平高壓變頻技術研究綜述J.電工技術學報，2017,32(20):104

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22、irelesspowertransmissionchannelbasedonpiezoelectricitytransducersJ.PiezoelectricsandAcoust-oopics,2016,38(5):731-734.118林書玉.超聲換能器的原理及設計M.北京：科學出版社,2004.19張海瀾.理論聲學M|.北京：高等教育出版社,2007.作者簡介吳茂鵬男，1993年生，博士研究生，研究方向為超聲波式非接觸電能傳輸。E-mail:shakpybeta陳希有男，1962年生，教授，博士生導師，研究方向為非接觸電能傳輸、綠色電能變換。E-mail:chenxy（通信作者）（編輯崔

23、文靜）0引言近年來，在高壓大功率變換中，多電平換流器技術尤其是模塊化多電平換流器技術發展迅速模塊化多電平換流器由多個全橋模塊組成，不僅可以顯著降低開關應力，而且可以降低輸出電壓的諧波含有率。但是，對于多電平換流器來說，由于所有的門極驅動電路都由同一電源供電，加在開關器件上的電壓最高可達母線電壓，故為每個全橋模塊門極驅動電路供電的電源與驅動電路之間要有很強的隔離和絕緣。通常，主要采用干式繞線型變壓器為全橋模塊門極驅動和驅動電源提供隔離和絕緣。這種方式的不足之處在于變壓器中有磁心，因此會受周圍電磁環境的影響囹。一些學者采用無磁心高頻磁感應式非接觸電能傳輸技術(InductivelyContactl

24、essPowerTransfer,ICPT)w】設計了門極驅動電路隔離電源。在ICPT技術中，電能從發射線圈傳遞到接收線圈，整流濾波后給門極驅動電路供電。發射線圈和接收線圈之間是空氣，因此在避免使用磁心的同時保障了隔離和絕緣。在文獻9提出的采用ICPT技術的驅動電路隔離電源中，發射線圈和接收線圈的距離為25mm。根據國際電工委員會(InternationalElectrotechnicalCommission,IEC)的標準，25mm的空氣間隙絕緣強度可達7.6kV。文獻10|采用更大距離的發射線圈和接收線圈來保證更高強度的隔離和絕緣。在文獻11中，一個發射線圈正對6個接收線圈，做到了采用IC

25、PT技術同時為6個不同全橋模塊的驅動電路供電。但是，ICPT技術主要依靠電磁場傳輸能量，在模塊化多電平換流器中，存在大量開關器件和電氣元件，電磁環境十分復雜，這會影響使用ICPT技術為門極驅動電路進行供電的電磁安全性。超聲波式非接觸電能傳輸技術(UltrasonicContactlessPowerTransfer,UCPT)又稱電聲電型非電氣接觸電能傳輸技術，是一種新興的非接觸電能傳輸技術32】。UCPT系統的基本組成如圖1所示，在發射側，發射換能器將高頻電源發出的電能經補償后轉換為超聲波能量；在接收側，接收換能器將從介質傳遞過來的超聲波能量重新轉換為電能并經能量轉換電路轉換后給負載使用。此處

26、所講的“非接觸”不是指沒有任何物理接觸，而是指“非電氣接觸OUCPT技術主要依靠超聲波來進行能量傳輸。圖1UCPT系統基本組成Fig.1TheprincipleofUCPT超聲波是一種機械波而不是電磁波，不會受到周圍電磁環境的影響；超聲波的頻率近超周圍環境的振動頻率，不會受到周圍機械振動的影響。對于本文來說，多電平換流器的各全橋模塊電磁環境十分復雜，而UCPT技術可以在保證絕緣和隔離強度的前提下為驅動電路安全可靠地提供所需電能。基于超聲波式非接觸電能傳輸技術，本文針對電聲電型非電氣接觸式全橋模塊門極隔離電源(以下簡稱“電聲電型隔離電源”)進行了研究。首先對電聲電型隔離電源的整體結構和工作原理進

27、行介紹，接下來分別介紹每一部分的選擇方案和理由。介紹了郎之萬型換能器的等效電路，采用COMSOL軟件進行仿真并觀察諧振頻率下的換能器工作狀態，給出壓電換能器的最簡等效電路。為了使UCPT系統的輸入電壓降低和輸出電壓穩定，分別在發射側和接收側設計補償電路，進行詳細的分析并搭建實驗平臺對所提出的補償方案進行驗證。對UCPT技術與ICPT技術進行了抗電磁干擾能力的對比。實驗結果證明，本文所設計的電聲電型隔離電源具有更好的抗電磁干擾能力。最后，實驗證明本文設計的電聲電型隔離電源可以正常地為門極驅動電路供電，是一種有前景的門極驅動電路隔離電源方案，適用于電磁環境復雜的各種門極驅動場合。1電聲電型隔離電源

28、的組成和工作原理本文提出的電聲電型隔離電源結構如圖2所示，主要包括發射側整流電路、發射側高頻逆變電路、發射側補償電路、發射換能器、亞克力棒傳輸介質、接收換能器、接收側補償電路、接收側整流濾波電路以及作為負載的門極驅動電路。對于發射側電路來說，三相市電經過調壓器調壓后由發射側整流濾波變為直流。SiS4為全橋逆變開關管，將該直流逆變為高頻交流方波輸出。Lml和Gnl為發射側補償電路，一方面可以補償電源的無功功率，另一方面起到阻抗變換的作用。補償后的電壓送入發射換能器。發射側電路全橋逆變模塊!發射側整流濾波補償電路!交流電源整發射接收:換能器換能器I11L補償電路整流濾波亞克力棒傳輸介質接收側電路P

29、SDdm圖2電聲電型隔離電源結構Fig.2Thediagramoftheacoustic-electric-acoustictypegatedriversupplies在發射側，根據逆壓電效應，發射換能器將接收到的電能轉變為超聲波能量，并通過傳輸介質傳遞到接收側。在接收側，根據壓電效應，接收換能器將接收到的超聲波能量重新轉換為電能。這樣，能量就實現了由電能轉換為超聲波能量并再次轉換為電能，傳輸介質的存在保證了發射側和接收側之間有足夠的隔離和絕緣強度。對于接收側電路來說，m2和Cm2為接收側補償電路，可以使UCPT系統輸出穩定的電壓。接收側整流濾波電路將補償后的電壓經整流濾波后作為門極驅動電路的

30、電源，為全橋模塊驅動電路中的芯片和其他元件供電。全橋逆變模塊由4個MOSFET組成。DSP產生的驅動信號經驅動電路后驅動MOSFET工作，把直流電源產生的直流逆變成高頻的方波輸出。在本文中,全橋模塊的負載為一個純電阻。本文研究的重點有三部分：發射換能器和接收換能器、傳輸介質、發射側和接收側補償電路。接下來分別對這三部分進行介紹。2電聲電型隔離電源的設計2.1電聲與聲電換能器設計換能器是本文研究電聲電型隔離電源的重要組成部分，本文選擇兩個相同的壓電換能器進行能量轉換。一方面，當在壓電換能器兩側施加電壓時，根據逆壓電效應，壓電換能器可以將其轉化為振動即超聲波;另一方面，當有振動施加在壓電換能器上時

31、，根據壓電效應，壓電換能器可以將其轉化為電壓輸出。壓電換能器多種多樣，其中壓電片是最簡單的壓電換能器,而本文所選擇的壓電換能器為郎之萬型壓電換能器，這種換能器尤其適合大功率傳輸。郎之萬換能器的實物如圖3所示。它主要由前蓋板、壓電環、銅片電極、后蓋板和螺栓組成，組裝前的部件如圖4所示。一般來說，后蓋板的材料是鋼，鋼的密度較大，圖3郎之萬型換能器Fig.3ThephotoofLangevin-typetransducer圖4郎之萬型換能器的組裝部件Fig.4ThecomponentsofLangevin-typetransducers能減少能量擴散，盡可能阻止超聲波傳遞到空氣中，從而使由電能所轉化

32、得到的超聲波能量盡可能多地傳遞到介質中。前蓋板的材料是鋁，鋁的聲速較大而鋁的密度較低，這樣，前后蓋板的聲速比大大提高，從而有利于能量盡可能地向前傳播到介質中。此外，前蓋板和后蓋板還起到頻率調整的作用，二者可以極大地降低壓電環的諧振頻率。不加前后蓋板情況下，換能器的諧振頻率可達兆赫茲，這不利于高頻發射電源的制作；當前后蓋板存在時，壓電換能器的諧振頻率降低至幾十千赫茲，高頻發射電源的開關管壓力大大減小。兩個壓電環是郎之萬型換能器的核心器件。壓電環的材料有很多，例如PZT-4、PZT-5、PZT-8等。和其他類型的壓電環相比，PZT-4具有更高的介電常數、壓電常數和機電耦合系數，同時具有更小的機械損

33、耗和介電損耗，這使得PZT-4在高電壓、大幅值振動中更有利。因此，本文選擇PZT-4作為郎之萬型壓電換能器的壓電環。銅片電極一方面可以給兩個壓電環施加電壓使壓電片振動，另一方面可以將壓電環因振動產生的電壓引出。螺栓將所有的元件串聯起來壓緊并給予一個預應力，這個預應力不僅保證了振動可以更有效地傳遞,而且避免了壓電環因大幅振動而破裂。2.2換能器等效電路電氣部分+Cp千雖然本文在發射側和接收側選擇了相同的壓電換能器，但是在系統工作時二者作用并不同。發射換能器的作用是，利用壓電片的逆壓電效應，將電能轉化為超聲波能量；接收換能器的作用是，利用壓電效應，將超聲波能量轉化為電能。因此，發射換能器和接收換能

34、器等效電路不同，如圖5所示。機械部分機械部分(a)發射換能器等效電路(b)接收換能器等效電路圖5換能器等效電路Fig.5Theequivalentcircuitofthetransducer發射換能器和接收換能器的等效電路都可以視為電氣部分和機械部分通過一個電壓比為1：的理想變壓器進行耦合。在電氣部分，是端口電壓，Cp是壓電材料的等效電容，也稱為鉗定電容；Rp是壓電材料的漏電阻，通常足夠大，因此可以忽略。在機械部分，L代表換能器的質量，C代表力順，R代表機械損耗，F是施加在振動端面的力。根據機電等效和阻抗變換，圖5中的等效電路可以被簡化為圖6o在發射側，G、和R的關系為L=nL1C=-C(1)

35、nR=nR圖6換能器的簡化等效電路Fig.6Thesimplifiedequivalentcircuitofthetransducer在圖6a中，尺是等效阻抗，表示的是發射超聲波的功率，可以由圖5中的F和u計算。在接收側，%2、Ci和Ri的關系為億2=LI1C2=-C(2)n/?當有力施加在壓電環端面時，壓電環便可產生電壓偵,其值為Ur=Mu(3)式中，U為振動速度；M為反映介質損耗的衰減系數。2.3傳輸介質設計超聲波可以在各種介質中傳播，例如金屬、空氣、亞克力、液體等。對于本文提出的電聲電型隔離電源來說，介質選擇有兩個要求，一是需要傳遞足夠的能量以保證驅動電路可以正常工作，二是保證足夠的絕緣

36、和隔離。聲阻抗是影響超聲波能量傳輸的重要因素。當超聲波從一種介質傳遞到另一種介質時，若兩種介質聲阻抗相近，則超聲波在耦合處的波反射大大減小，能量可以更高效地傳輸。聲阻抗與傳輸介質的密度和聲音在傳輸介質中的聲速有關，有Z=pc(4)式中，Q為材料的密度；c為聲音在該材料中傳播的速度。常見材料的聲阻抗見表I】。其中，前蓋板鋁的聲阻抗約為17MRayl,后蓋板鋼的聲阻抗約為42MRaylo事實上，由于金屬的密度和聲速都比較高,故金屬的聲阻抗都是同一數量級，數值在十幾至幾十MRayl,因此超聲波更適合在金屬中傳播。但是，金屬不能保證驅動電路與供電電源之間的隔離和絕緣，故不適合本文研究的隔離電源。另外，

37、由于空氣的聲阻抗只有0.0004MRayl,無論是前蓋板還是壓電環聲阻抗均與之差距過大，若用空氣作為傳輸介質，則只有極少能量可以傳遞，故空氣亦不適合本文研究的隔離電源。材料聲阻抗/MRayl空氣0.0004鋁17鋼42銅46亞克力（Acrylic）3.5PZT-429表1不同介質的用阻抗Tab.lThedifferentacousticimpedanceofmaterial與金屬和空氣相比，亞克力棒是個不錯的選擇。亞克力的聲阻抗約為3.5MRayl,雖然比金屬略小，但是和鋁在同一數量級上，遠大于空氣。在壓電換能器中，壓電片的聲阻抗約為29MRayl,故壓電片與鋁板的聲阻抗之差和鋁板與亞克力棒的

38、聲阻抗之差相近。因此，亞克力作為介質可以保證將壓電換能器產生的振動從發射側有效地傳遞到接收側。從絕緣強度來說，亞克力棒也是一個很好的選擇。亞克力的絕緣強度可達2030kV/mm,這有效地保證了驅動電路和電源之間的絕緣和隔離。因此，從聲阻抗和絕緣性能來看，選擇亞克力棒作為傳輸介質既能保證能量的有效傳輸，又能保證足夠高的絕緣強度。基于此，本文選擇長度為50mm的亞克力棒作為傳輸介質。2.4頻率設計為了獲得最大的振動幅度和傳輸效率，選擇合適的頻率十分重要。具體來說，就是讓發射換能器和接收換能器工作在它們共有的諧振頻率，這個諧振頻率是由換能器本身決定的。對于發射換能器來說，當換能器工作在諧振狀態時，壓

39、電材料的振動幅值最大，壓電換能器所能傳輸的功率也最大。對于接收換能器來說，當換能器工作在諧振狀態時，可以最大限度地將接收到的能量轉化為電能。使用COMSOL軟件對壓電換能器在頻域內進行仿真，頻率從25kHz變化到50kHz,分別在壓電換能器前蓋板和后蓋板上取一點觀察其在對應頻率下的最大位移，仿真結果如圖7所示。從圖7中可知，前蓋板和后蓋板兩個點的變化趨勢一致，且在諧振頻率處兩點的位移達到最大，此時壓電換能器的振幅最大。使用COMSOL軟件對壓電換能器仿真，仿真頻率為諧振頻率，仿真時間為50個周期，任取一個時間點觀察壓電換能器的振型，如圖8所示。在施(EE90一)f滴包(EE90一)f滴包250

40、003000035000400004500050000頻率/Hz圖7壓電換能器的振幅仿真一聰制Fig.7Thesimulatedamplitudeofvibration000102021-EUV-傾圖8諧振頻率下的壓電換能器振型Fig.8Thevibrationmodeatresonantfrequency加電壓的情況下，壓電環可以將電能轉換為超聲波能量，進而使前后兩個端面不斷振動。后蓋面與空氣直接接觸，由于后蓋面的聲阻抗與空氣的聲阻抗差距過大，因此幾乎沒有能量傳輸到空氣中。前端面與亞克力介質直接接觸，由于前端面的聲阻抗與傳輸介質相近，因此發射換能器將超聲波能量通過亞克力介質棒將振動有效地傳遞

41、到接收側。從等效電路的角度來看，當工作在諧振狀態時，圖6中發射換能器的等效電感Ly和等效電容Ci以及接收換能器的等效電感&2和等效電容C2發生串聯諧振。此時，諧振頻率和它們的關系為k1,（5）I22兀&。2式中，/1為發射換能器的諧振頻率；fl為接收換能器的諧振頻率。為了使能量盡可能多地傳遞，選用兩個完全相同的換能器，那么當換能器的等效電容、等效電感發生串聯諧振時,可以視作短路。于是，可以分別得到發射換能器和接收換能器的最簡等效電路，如圖9所示。此處，Rs為發射換能器的最終等效阻抗，R2為接收換能器等效電壓源的內阻。（a）發射換能器最簡等效電路（b）接收換能器最簡等效電路圖9換能器的最簡等效電

42、路Fig.9Thesimplestequivalentcircuitofthetransducer2.5補償電路設計2.5.1發射側補償電路設計由圖9a可知，發射換能器工作在諧振頻率時，可以視作一個電容和一個電阻的并聯。這意味著，當UCPT系統工作在諧振頻率時，發射換能器是一個容性負載，無功功率會加重電源的負擔。因此，本文在發射換能器之前增加了一個補償電路。發射側所連接的補償電路主要有兩個作用，一是補償發射電源無功功率以減輕電源的負擔；二是進行阻抗變換。補償電路己在圖2中展現，考慮發射換能器最簡等效電路，補償后的發射側等效電路如圖10所示。Lmi和Cm.分別為發射側補償電容和補償電感。(8)乙

43、一+Cx2n20mlpHs此時，輸入阻抗為純阻性，電源的無功功率得到了補償。由式（3）可知，接收換能器接收到的電壓與發射換能器產生的振動和振動在亞克力棒中的衰減有關。一般來說，門極驅動電路所需的電源電壓為一個確定值（一般為5V或者15V）,且在工作時門極驅動電路的等效阻抗不變。那么，對于特定的門極驅動電路來說，本文研究的電聲電型隔離電源的輸出電壓和輸出功率均為定值，則對應的發射側功率也為一個定值。發射側補償電路的第二個目的是進行阻抗變換。具體來說，就是在維持發射功率不變的情況下，通過補償電路實現阻抗變換，進而降低發射換能器的輸入電壓。發射側按式（7）進行補償后阻抗為純阻性。此時，發射側功率Ps

44、和加在發射換能器上的電壓S關系為oCpiPs里Z因此，加在換能器上的電壓為(9)圖10補償后的發射側等效電路Fig.10Theequivalentcircuitaftercompensationatthetransmittingside發射側補償電路的第一個目的是消除發射側無功功率。補償后的發射側輸入阻抗為(10)從式（10）可知，在發射側功率不變的情況下，減小發射側輸入阻抗可以降低發射側輸入電壓。欲使發射側輸入電壓由Us降低為Usi，只需把式（10）代入式（8）,就可以得到補償電容Cml為Zi=j伽扇+jj伽Cpi+三+j伽Cmi淫廠+l+6/（C+C）220mlpls.R2（C+c）1CO

45、Ls.0_mi|（6）I0ml1+2（C+C）2R2|0mlpls式中，蜘為系統工作時的角頻率。令式（6）中輸入阻抗的虛部為0,可以得到補償電感的值為RR1宇1-Cp|si(11)L】iiR2(C,+CJsmlpl=1+*(C+C)2R20mlpls(7)因此，只要合理地選擇補償電感Lmi和補償電容Cml就可實現發射側無功補償和輸入電壓降低。2.5.2接收側補償電路設計由于驅動電路在工作時所需的電壓和功率是一個定值，因此在接收側補償的目的不是為了獲得更大的功率，而是為了獲得一個穩定的電壓。從圖2可知，整流橋和門極驅動電路可以視為一個電阻Rl。因此，系統的輸出阻抗應為阻性且越小越好，這樣輸出電壓

46、才越穩定。在接收側進行阻抗補償的目的也有兩個：阻抗變換和輸出穩定電壓。于是，輸入阻抗變為接收換能器的最簡等效電路如圖9b所示。現在考慮兩種情況：換能器的自身漏電阻與負載阻抗滿足R2Rl和不滿足R2Rl。此時，輸出阻抗Z。為當換能器漏電阻R2Rl時，只需并聯一個電感即可同時實現阻抗變換和輸出穩壓，如圖11所示。Ri圖11滿足R2Rl時的接收側補償電路z=i+r（c+cL0p2m22J這樣，接收側補償電路就實現了阻抗變換。欲(16)使輸出電壓穩定，只要保證ZRl即可。從式（16）可知，只要合理地改變補償電容Cp2的值，就可改變輸出阻抗Z。的值。但是，如果輸出阻抗太小，一Fig.lITherecei

47、ving-sidecompensationwhenR2Rl此時，補償電感m2的值為&m2=_5（12）刃（應于是，接收側等效電容Cp2和補償電感扁2發生并聯諧振，可以視為斷路。同時，由于/?2Rl，忽略R2,接收側阻抗為方面會使補償電容值增大，另一方面可能會使輸出電壓下降。工程中，一般取Z=0.1R。此時，根據oL式（16）可以計算補償電容Cm2的值為Cm202名）-1(17)因此，只要合理地選擇補償電感Lm2和補償電容Cm2就可實現接收側阻抗變換和恒壓輸出。4=0(13)此時，圖11中的等效電路可以視為一個電壓源和負載的串聯。這樣，接收側就同時實現了阻抗變換和穩壓輸出。當R2Rl條件不滿足時

48、，需同時連入一個電容和一個電感以進行阻抗變換。所連入的電容和電感不僅可以保證輸出阻抗為阻性，而且可以保證Z。Rl,進而實現恒壓輸出，如圖12所示。和Cm2分別為補償電感和補償電容。Fig.12Thereceiving-sidecompensationwithoutR23實驗研究多電平換流器由多個全橋模塊組成，為了便于實驗和分析，本文針對一個全橋模塊進行研究。根據前述理論分析搭建電聲電型隔離電源實驗平臺，如圖13所示。在電聲電型隔離電源中，輸入的方波頻率為39.04kHz,是發射換能器和接收換能器的諧振工作頻率。輸入的方波經發射側補償電路后驅動換能器工作,接收換能器將接收到的超聲波能量經補償、整

49、流濾波后為全橋模塊門極驅動電路供電。結合實際情況，本文提出的電聲電型隔離電源設計目標為：輸入電壓26.5V,工作頻率39.04kHz,輸出電壓15V。示波器接收側補償發射側補償根據戴維南等效，令電壓源Ur=0,此處可以計算輸出阻抗Z。為z=i+(c+Z+L0p2m22-X(Cp2+Cm2)R2-i(14)10m2|F-1+|_媯(Cp2+。電當輸出阻抗虛部為。時，輸出阻抗為純阻性，補償電感的值為(C+C)R2t_Lp2m222(15)|0p2m22_方波輸入換能器和亞克力圖13實驗平臺Fig.13Theexperimentplatform全橋模塊門極驅動電路；有:流電源電聲電型隔離電源載阻橋塊

50、負電全模由長度為50mm的亞克力棒連接的發射換能器和接收換能器如圖14所示。3.1發射側補償電路實驗為了計算發射側補償電容和補償電感，在發射側換能器施加正弦電壓，從示波器讀取的發射側電壓和電流如圖15所示。發射換能器亞克力棒介質接收換能器圖14換能器和亞克力棒介質Fig.14Thetransducersandacryliccolumn|?OOWI20Ct/IIJJS!C0：VSeei.570?輸入電壓（20V/格）輸入電流（200mA/格）【th#*州UM*伸1/（IOus/格）圖15補償前的發射側電壓和電流Fig.15Thewaveformsofthetransmittingvoltagea

51、ndcurrentbeforecompensation當輸出電壓為驅動門極電路所需的15V電壓時，輸入電壓的有效值為33.38V,輸入電流的有效值為257.3mA,二者的相位差為18。于是，可以計算得到發射側的輸入阻抗為33.380.2573匕18Q=(123.4-j40)Q(18)此時，可以得到補償前的輸入功率為Ps=Us/sCOS=8.17W（19）令式（18）和式（6）實部、虛部分別相等，可以計算得到圖9a發射側最簡等效電路中的電感&=136.36Q以及電容Cp=9.7nFo為了將輸入電壓減小至26.5V而輸出電壓和功率不變，根據式（7）、式（8）和式（11）可以計算得到所需的補償電容G

52、m=12.2nF以及補償電感原1=231.7叫。按計算值選擇電容和電感連入電路，實驗結果如圖16所示。此時，輸入電壓的有效值為26.49V,輸入電流的有效值為307.7mA,二者幾乎同相。此時，發射側的輸入功率為Ps=t/s/scos=8.15W（20）根據實驗結果，本文所提出的補償電路有效降低了輸入電壓，補償了無功功率，而輸出電壓和輸出功率幾乎不變，這就保證了驅動電路在電聲電型隔離電源輸入較低電壓時就可正常工作。圖16補償后的發射側電壓和電流Fig.16Thewaveformsofthetransmittingvoltageandcurrentaftercompensation3.2接收側補

53、償電路實驗對于接收側來說，圖11中的電壓（4和電流都在接收換能器內部，很難通過測量獲得，故也難以計算圖9b接收側最簡等效電路中的Ri和Cp2。但是,從另一方面來考慮，本文在設計時，發射側和接收側選擇了兩個相同的壓電換能器，二者應有相同的參數,因此可以認為R2=136.36Q,Cp2=9.7nF。在接收側進行補償的目的是使UCPT系統可以輸出一個穩定的電壓。通常，驅動電路的等效電阻約為幾百歐姆，此時不滿足尺Rl，因此需選擇&Rl不滿足時的補償方法。在本文中，為了使輸出阻抗盡可能小，將輸出阻抗設置為20Q,那么根據式（15）和式（17）可以分別計算得到補償電感扇2=197四以及補償電容Cm2=63.5n