1、數字幅頻均衡功率放大器摘要：木數字幅頻均衡功率放大器基于時域均衡原理，以現場可編程邏輯器 件(fpga)為處理核心，由前置放大電路、帶阻網絡，數字幅頻均衡電路、功 率放大電路等模塊組成。其中，由0pa211和opa604搭建前置放大電路，實際 放大倍數為920倍；帶阻網絡以10khz吋輸出電壓幅度為基準，在頻率為700hz 時輸出信號衰減h.4dbo數字均衡器為一種反向補償電路，具有與前級帶阻網絡 互補的幅頻特性，實現信號的幅頻均衡。利用fpga在內部搭建1500階fir數 字濾波器來逼近均衡電路所需的郵頻特性，該均衡電路在以10khz輸出電壓幅 度為基準時，20hz20khz通帶內電壓幅度波

2、動小于±0.5dbo功率放大電路的末 級采用分離的mos管搭建互補推挽放大器，電路效率達65%,功率達13w,-3db 通頻帶為20hz20khz,其性能指標超過了題目要求。關鍵詞：數字幅頻均衡 fir濾波器互補推挽放大器一. 總體方案設計1. 方案設計與論證1.1幅頻均衡算法的設計與論證數字均衡器是一種反向補償電路，它根據前級網絡或信道的頻率衰減特性， 設計一個頻率響應與前級網絡的頻率特性互補的郵頻均衡器，信號通過均衡器后 獲得平坦的幅頻響應。不同的前級網絡對應的均衡器的幅頻特性各不相同，一般 通過設計相應的濾波器來滿足或逼近均衡器的幅頻特性。方案一：采用自適應濾波器。自適應濾波器

3、的濾波頻率隨輸入信號變化而變 化，其原理如圖1所示，輸入信號兀）通過參數可調的數字濾波器后產生輸出信 號火）,將尹（刃）與標準信號（或者為期望信號） d帥）進行比較，得到誤差信號e（）o通過自適應 算法調整抽頭系數后，使誤差信號£（）最小。d(n) °圖1 h適應濾波器原理圖自適應濾波器對于先驗未知的網絡特性仍能設 計得到需要的幅頻響應（如幅頻均衡所需的頻 帶補償特性），靈活性強，但是最小均方算法 （lms）復雜，難度較大。方案二：采用線性濾波器。相對于自適應濾波器而言，以無限沖擊響應（iir） 和冇限沖擊響應（fir）為代表的數字濾波器屬于經典濾波器，它濾波的頻率是 固定

4、的，不隨時間變化。設計時需要知道輸入信號的特性，并據此設計濾波器的 參數，確定郵頻均衡電路的輸出特性。冇限沖激響應fir濾波器在整個頻率范圍 內均可提供精確的線性相位，而且總是可以獨立于濾波器的系數保持bibo穩 定，因此將fir濾波器作為設計首選，但是滿足相同幅度指標的fir濾波器階數 比iir高很多，所需的計算量更大。而iir要求極點必須在單位圓內，運算過程 中對序列的舍入處理可能引起寄生振蕩，設計難度較大。綜上，本題要求設計的幅頻均衡器是對帶阻網絡輸出的信號進行頻率補償， 帶阻網絡的幅頻特性已經確定，因此直接采用基于fir的固定濾波器作為幅頻均 衡器，算法簡單，效果良好，且短時間內易于實

5、現。因此釆用方案二。1.2功率放大電路的設計與論證方案一：采用互補推挽放大電路。互補推挽放大電路由兩個極性相反的mos 管組成，音頻輸入信號作用于兩管的基極。當信號處于正半周時，nmos管 工作在導通狀態，輸出正半周信號，而pmos管處于截止狀態；當信號變化到 負半周后，原先導通的nmos管截止，而原先截止的pmos管進入導通狀態， 信號由pmos管輸岀。最后信號在負載上合并為一個完整周期波形。推挽屯路 的效率優于70%,但是耍求兩個mos管放大性能相近，否則將出現明顯失真。方案二：采用d類功率放大電路。d類功率放大器是用音頻信號的幅度去線 性調制高頻脈沖，得到一個脈沖寬度被音頻信號的幅度調制

6、的波形（pulse width modulation即pwm）,再用pwm波去控制由mos管搭建的開關電路，開關電音頻信號.f調制輸入圖2 d類功率放人器原理圖路把pwm信號變成高屯 壓、大電流的大功率信號。 最后送入由lc構成的低通 濾波器，將音頻信號從pwm 波屮還原出來。由于d類功放的mos管工作在開關狀態，理論上沒有能量損耗,輸岀效率達100%o實際電路考慮到mos功率管的飽和壓降引起的管耗，效率 仍可達到80%95%。但pwm調制器的制作很復雜，調試困難。綜上，木題要求輸入信號在20hz20khz時，功放電路的輸出效率60%, 因此直接采用方案一搭建互補推挽放人電路，它的效率已經滿足

7、要求，且調試方 便，所以采用方案一。2. 系統總體設計方案及實現方框圖本系統由前置信號放大電路、帶阻網絡、包含a/d、d/a和fpga的幅頻均 衡器和功率放大電路組成，其總體框圖如圖3所示。系統工作吋，輸入信號首先 由前置信號放人電路放人，再經過帶阻網絡對固定頻點的信號進行衰減，然后信 號進入幅頻均衡器，均衡器的a/d對模擬信號采樣，z后用fpga對采樣數據 進行數字處理，實現幅頻均衡，最后由d/a將數字信號傳為模擬信號。末級功 率放大電路對輸出信號進行功率放大，并輸出至負載，完成整個測試。幅頻均衡器1i圖3系統總體框圖二、理論分析及參數計算1.前置放大電路的設計與計算前置放大電路要求在輸入信

8、號叨的電壓冇效值小于10mv時，放大倍數不小 于400倍。題目耍求增益固定，因此直接釆用opa211和opa604級聯放大，如 圖4所示。0pa211是ti公司的一款低噪聲（1.1/低）、低功耗、精密運算放大器，當 g=100 時，gbw=80mhz； opa604是ti公司的一款低失真（0.0003% 在1khz）,低噪聲的運算放大器， gbw=20mhzo opa211 構成 511 倍前級同 向放大器，opa604構成2倍放大電路，因 此總增益為1022倍，輸出端接6000電阻, 滿足輸出阻抗要求。經測試，該電路在 20hz20khz范圍內信噪比人于50db,性能 優越。2.功率放大電路

9、的設計與計算gnd5k_.gnd10k占ii+ 5+1510 .2.opa604i廠6in3七十寸 0pa211-5-15圖4前置放大電路原理圖6°功率放大電路采用互補推挽的形式，電路如圖5所示。前級運放采用ad811這是一款寬帶，低噪聲、低失真、高擺率的運算放大器，用其隔離前后級電路, 同吋將信號放大2倍。并將ad811的輸出信號驅動兩個極性相反的mos管，當信號正負變化時，兩個mos管輪流導通，最后輸出完整的波形。調整屯位器的阻值，改變mos管驅動電壓和靜態工作點，使輸出信號最佳。經測試，該電路數字幅頻均衡器將帶阻網絡的輸出信號量化采樣后，對數字信號進行幅頻均衡，補償 帶阻網絡的

10、衰減，再將處理后的信號經過d/a后轉為模擬信號，當以10khz輸出信號幅 度為基準時，使20hz20khz以內的電壓波動幅度小于±1.5dbo數字幅頻均衡電路的核心器件為fpga,并需耍a/d, d/a對信號采樣和轉換。前級 帶阻網絡的輸出信號波動大于10db,所以a/d的輸入范圍要大，位數盡量高，以滿足數 字濾波器的精度要求。根據奈奎斯特定理，采樣率至少為40khz,但采樣率太大會使數 字濾波器的階數很高，所以實際采樣率設為100khz,每周期至少采5個點。我們用 ltc1606作為采樣a/d,該芯片是16-bit,最大采用率為250ksps的高精度模數轉換器， 其電壓輸入范圍為&

11、#177;10v,功耗只冇75mw,電路如圖6所示。d/a同樣要求位數盡量高, 使重建后的波形逼近真實信號。且速度至少大于40kspso我們選用ti公司的dac904, 該d/a為14-bit的高精度數模轉換器，電路見附錄iil核心的數字處理電路用fpga內 部搭建fir數字濾波器完成，基本結構如圖7所示。綜上，該電路既能達到題目要求， 又用fpga代替dsp芯片，降低了系統成本，便于調試。圖6 ltc1606電路原理圖vinvdigaond1vanarefbusycapcsagnd2rcd15(m)bytedi 4dodi 3didi 2d2dlld3diod4d9d5d8d6dgndd7l

12、tc1606.26；25二 4j3二 22aj?270u10u *acind圖7 fir濾波器原理圖4.數字處理算法的設計記理想狀態下帶 阻網絡(bandstop)的 傳輸函數為hbg)。 實際的測量得到的帶 阻網絡特性曲線 丹加(勁如圖8,在 10khz時信號衰減為 -9.8db,在 700hz 處衰 減為-21.2db,差值為 11.4db,滿足要求。但 實際電路使用的元件 并非理想值，參數的變化改變了帶阻網絡的傳輸特性，使實際電路的幅頻特性訕與理論值|血)1存在一定差距。數字均衡器作為一種反向補償電路，它的頻率響應與前級帶阻網絡的頻率特性相反，補償后的頻率響應穩定不變，其頻率響應險3實際

13、上類似一個帶通網 絡(bandpass),且滿足h,hshbp(co)=k (k 為常數，此處設 rl)(1)當切)|滿足(1)式時，就能保證帶阻網絡和幅頻均衡器組成的網絡在通帶范圍內的郵頻曲線保持平坦，如圖8所示，幅頻均衡電路補償了帶阻網絡的衰減。但帶阻網絡實際的傳輸函數h'sp3非理想值，無法用簡單的方程表示，所以 在得到帶阻網絡幅頻曲線的部分抽樣點后，利用matlab,由切(e)|=l/| h為(co),得到均衡器幅頻特性hhp(co)部分離散點，如圖8所示，再使用matlab 的曲線擬合工具箱cftool,就能得到近似的/切)曲線。當確定了幅頻均衡電路的幅頻特性曲線后，該曲線即

14、為fir濾波器的幅頻響 應。一般的fir濾波器的系統函數為：h(z)=工 hm)zx = /?(0) + /z(l)z - + + h(n)z-n(2)/n=0n沖激響應為：y(n) = h(m)x(n - m)(3)w=0設計fir濾波器需耍確定階數和對應吋域的沖激響應燦切的系數。在忽略濾 波器相頻特性的條件下，對于500階的fir濾波器仿真可知，在20hz20khz的 頻帶內最大波動超過4db,達不到設計耍求，需要增加濾波器的階數，但增加濾 波器的階數會急劇增加占用的fpga邏輯單元和m4k資源。為了解決這個刀盾, 采用優化算法簡化數字電路，將乘累加寄存器工作在采用時分復用的全串行狀 態，

15、數據在不同時刻順次進入同一乘累加單元計算，這樣所需的fpga資源比一 般算法少得多，而延遲吋間為厶t=kxfs (k為濾波器階數，fs為采樣率)，可得， 當階數過高會大大增加延遲吋間，因此濾波器的階數不能太高。根據fpga的資源與實際的幅頻特性，我們設計了 1500階的fir濾波器， 該濾波器占用43個m4k單元，帶內最大波動小于為±0.25db,現有的 ep1c12q240c8 fpga的資源足夠，且超過了題目耍求。計算1500階的fir濾波器的沖激響應非常困難，所以使用matlab的firpm 函數得到它的系數。firpm函數釆用parks-mcclellan算法來計算最優濾波器

16、的系 數。parks-mcclellan直法應用切比雪夫定理和remez迭代算法，通過加權切比 雪夫算法，設計fir濾波器，并利用remez算法，使設計的濾波器與理想濾波器 之間的加權誤差最小。該函數返回值為相應的的最優等波紋濾波器的系數。ftl t a/d的有效位數為16bit,所以fir濾波器的系數也設置為16bit,據此 設計的乘累加寄存器共有33位，最高位為符號位。再將得到的系數代入fpga 沖激響應扯刃小，并與輸入信號卷積即得到均衡后的信號。三、系統總體電路和軟件的設計1. 總體電路的設計與流程前置信號放人電路采用opa211和opa604對輸入信號 進行固定增益放人，放大總增益為1

17、022倍，電路的ldb帶 寬可達20hz20khz,信噪比優于50db。帶阻網絡根據題 目提供的電路搭建，在以10khz輸出的正弦信號幅度為基 準時，在700hz的頻率點達到-11.4db的最大衰減，超過了 題目耍求。數字幅頻均衡器市fpga構成的最小系統、a/d、 d/a三部分組成。模數轉換器ltc1606采集到數字信號后, 送入fpga內的幅頻均衡模塊進行數字信號處理，其中， 幅頻均衡模塊為一個1500階的fir濾波器，時域信號在 fpga內做卷積運算，計算結果由數模轉換器dac904再 轉為模擬信號輸出，完成幅頻均衡功能。最后一級屯路為 功率放大模塊，該功率放大模塊采用互補推挽放大電路，

18、 使用運放和外部分立的mos驅動管搭建，當負載為8q電 阻時，效率為65%,輸出功率為13w,滿足題目要求，總 體工作流程如圖9所示。四、測試數據與分析殲始功率放大圖9工作流程圖1. 測試總體思想木題需要測量四個電路，其中部分參數需耍將各部分屯路作為一個整體測試 （如幅頻均衡電路的輸出信號幅頻特性），部分參數需要斷開前級或后級電路， 單獨測試模塊性能。因此我們在齊級電路間加入了跳線控制電路通斷，方便測試。2. 測試儀器與型號直流穩壓穩流電源：型號sg1733sb3a60m數字存儲示波器：型號tektronix tds 1002數字信號源：型號agilent 33120a數字萬用表：fluke

19、173. 測試方案及結果2.1前置放大電路性能測量設輸入信號有效值為5mv,測量輸岀信號電壓有效值，再計算岀放大倍數， 然后改變輸入信號頻率和幅度，測量放大電路在20hz20khz, 10mvgs下的輸岀信號。部分結果表1所示。完整數據見附錄iii。表1前置放大電路部分測試結果頻率（hz）20100500lk5k10k15k20k輸出有效值（vims）4.074.604.614.604.604.614.604.07放大倍數（v/v）814919921919919921919814測量輸出電阻時，在電路輸出端并聯一個已知實際阻值的600q電阻，測量 輸出并聯前后信號的關系，就可算出電路輸出阻抗，

20、測試結呆見附錄iii。2.2幅頻均衡電路性能測量設輸入信號有效值分別為lmv, 5mv, 10mv,測量不同電壓下均衡器的幅 頻曲線，信號有效值為5mv時測試部分結果表2所示。完整數據見附錄iii。表2幅頻電路部分測試結果頻率（hz）20100500lk5k10k15k20k輸出有效值（vrms）2.232.302.292.292.332.292.352.22測量輸入電阻時，將輸岀電阻為5oq信號源再串聯一個55oq電阻，使信源 等效輸出電阻為600q,測量吊聯前后電路輸入端i的信號幅度，就可算出電路 的輸入阻抗，測試結果見附錄iii。2.3功率放大電路性能測量設輸入信號有效值為5mv吋，測量

21、功率放大電路在20hz20khz頻段時輸出 信號電壓冇效值，根據p=u2/r得到輸岀功率，同時測量對應頻點的供電電壓與 供電電流，計算放大電路的效率。測試部分結杲表3所示。完整數據見附錄iii。表3功率放人電路部分測試結果頻率（hz）100500lk5k10k15k輸出有效值（vrms）10.410.310.310.510.510.5輸出功率13.513.413.413.613.613.6效率0.610.600.610.620.610.604.測試結果分析測量前置電路的幅頻特性時，ldb帶寬超過了 20hz20khz,所以需要加入 濾波器以滿足題口要求。而實際信號經過數字幅頻均衡器補償后，在通

22、頻帶內然 有紋波，使信號幅度上下波動，這是由于fir自身的頻響所造成的，濾波器的階 數越高，則紋波越小，補償后的效果越好。功率放大電路屮，如果mos管的靜態工作點不合適，會出現交越失真，如 果兩種mos管的性能相差太大，會使正負半周信號明顯失真，而電路的效率受 到mos管性能影響，電路在工作吋由于功率很大，如果散熱措施得當，會使 mos管發熱，產生溫漂，進而使輸出信號失真。總之，用分離mos管搭建的功 率電路易于受到環境的影響，需要根據具體參數調節電路特性。附錄i題目完成情況題目要求完成情況如表4所示。表4 題口要求完成情況題目要求完成情況基本部分制作前置放人 電路電壓放大倍數不 小于400倍

23、完成，放大1022倍-ldb通頻帶：20hz 20khz完成輸出電阻為600q完成制作帶阻網絡最大衰減10db完成，衰減11.4db制作數字幅頻 均衡電路輸入電阻600完成幅度波動小于±1.5db完成發揮部分制作功率放大 電路輸出功率iow, 輸出電壓波形無 明顯失真完成-3db通頻帶為20hz 20khz完成效率260 %完成其他前置放大電路的放大倍數為 1022 倍。輸入過壓提醒電路，當輸入信 號有效值大于10mv時，發光 二極管會導通發光提示，且過 壓越大，二極管越亮。自動輸出10khz校準方波，以 考察系統的吋鐘精確度。附錄ii部分電路和程序框圖1. dac904原理圖（圖1

24、1）戸6 o25vivonc clkmsbit 1bi，bit_3bit 4bi(_5 bit_6bit_7 bit 8 bit 9 bit_10 bit_ll bij 12 bit 13 bit_14byp bw esa ref_1n inteoct pdlouti_outagnd dgnd+v_d+vaagndo.iu25.1k2026dgnd勾一h+5t24agndo.lu231918 2k171615+26 4oerrths40i idac904圖11 dac904電路原理圖2ltc1606程序框圖（圖12）»tc1606.elk沃 ''ctk j沃 .sta

25、ct.沃 dataz.o*-busy： i*elkitc-csclk_sconvstflagram_ad15.oad_dat37.oram_add9.obusyram_wrbirinst19；x alx canvj x add.ldj : -4x加：； :byte_0ut ；:圖12 ltc1606程序框圖3fir濾波器程序框圖（圖13）elk沃start沃'd3tajirjl5.10elkfir_result32.ojni rstdongl-xdonedatan15.ordy_tod:_rd instw圖13 fir濾波器程序框圖附錄iii測試結果2前置放大電路性能測量設輸入信號有效

26、值為5mv,峰峰值為14.144mvp_p,測量輸出信號電壓峰峰 值，再計算出放大倍數，然后改變輸入信號頻率和幅度，測量放大電路在 20hz20khz, lmvgs，10mvns下的輸出信號。完整數據見附錄。表5前置放人電路測試結果輸入信號有效 值(mvnq頻率(hz)20100500lk5k10k15k20k1輸出有效值 (vrms)0.810.920.920.920.920.920.920.815輸出有效值 (vrms)4.074.604.614.604.604.614.604.07放人倍數81491992191991992191981410輸出有效值 (vrms)849.209.229.

27、209.209.229.20&14ldb通頻帶為20hz20khz。測量輸出電阻時，在電路輸出端并聯一個已知 實際阻值的600q電阻，測量輸出信號在并聯前后的關系，就可算出電路輸出阻 抗。設輸入信號為1khz, 5mvrnis的正弦波，則輸出信號有效值為5.11vrms,輸 出端并聯600q電阻后，信號有效值變為2.553 vms,考慮到并聯電阻的實際值, 得到輸出阻抗為600.3q。3. 帶阻網絡特性測量帶阻網絡的幅頻測性曲線如圖所示，測試數據見附錄。在輸入正弦波頻率為 10khz時,衰減為-9.8db,頻率為吋700hz吋，衰減最大，為-21.2db,以okhz 信號為基準時，最大衰減11.4db,人于10db,滿足要求，幅頻特性曲線如圖10 所示。圖10 帶阻網絡幅頻特性4. 幅頻均衡電路性能測量設輸入信號冇效值分別為lmv, 5mv, 10mv,測量不同電壓下均衡器的幅 頻曲線，測試結果如表6所示。表6幅頻電路部分測試結果輸入信號有效 值(m vrms)頻率(hz)201005