1、中 國 礦 業 大 學本科生畢業設計姓 名： xxx 學 號： 學 院： 信息與電氣工程學院 專 業： 電氣工程與自動化 設計題目： 多路輸出反激變換器的研制 專 題： 指導教師： xxx 職 稱： 教授 2009年 6 月 徐州中國礦業大學畢業設計任務書學院 信電學院 專業年級電氣工程與自動05-1 學生姓名xxx 任務下達日期：2009年02月16日畢業設計日期：2009年02月16日至2009年06月20日畢業設計題目：多路輸出反激變換器的研制畢業設計專題題目：畢業設計主要內容和要求：1、了解反激變換器拓撲及其工作原理；2、學習saber仿真軟件，并使用saber仿真軟件分析反激變換器；

2、3、反激變換器的設計要求：輸入電壓：48v72v；輸出4路：5v/1a；+15v/0.5a；-15v/0.5a；24v/1.2a：工作頻率100khz；效率大于75%。院長簽字： 指導教師簽字： 摘 要本文對基于峰值電流控制反激變換器進行了研究。首先分析了常用dc/dc變換器拓撲，并介紹了反激變換器的常用箝位電路；其次詳細闡述了反激變換電路的工作原理；然后對電流控制技術的原理及實用芯片uc384x進行了詳細的研究，討論了電流控制的斜率補償技術；接著重點分析了基于電流控制rcd箝位的反激變換器（ccm工作模式和dcm工作模式），并進行了參數設計，這其中較為重要的是磁性元件的設計。根據以上理論并結

3、合saber仿真技術，分別對ccm模式下和dcm模式下基于rcd箝位反激變換器進行了穩態分析和時域分析。之后還仿真了輸入電壓變化和負載突變時的暫態分析，電源負載調率較好。與理論結果進行比較，理論結果和仿真結果一致。關鍵詞：峰值電流控制技術； rcd箝位； 反激變換器； uc3842； saber仿真 abstractbased on the peak-current control technique, flyback converter is studied in this paper.first of all, commonly used dc / dc converter topolog

4、ies and clamping circuits are analyzed and introduced. then the principle of flyback converter and current control technology are given, as well as the principle of and the practical chip uc3842 and slope compensation technology of the current control. at last, the steady principle of rcd clamp flyb

5、ack converter and design guide line of it's parameters are analyzed in detail(ccm and dcm mode). design of magnetic element is more important.based on above theory and saber simulation, rcd clamp flyback is steady state and time domain analyzed when it is in ccm and dcm mode. then, transient ana

6、lysis of input voltage change and load sudden change are simulated, and load regulation rate is better. compare of theory, theoretical results and simulation results are uniform.keywords： the peak-current control technique; rcd clamp; flyback coverter; uc3842; saber simulation目 錄1 緒論11.1 開關電源的理想拓撲11

7、.1.1 非電氣隔離變換電路11.1.2 電氣隔離變換電路11.2 反激變換器的發展與現狀21.3 反激變換器常用的箝位電路21.3.1 有損rcd吸收電路31.3.2 無源無損箝位電路31.3.3 有源箝位電路41.3.4 箝位電路性能的比較51.4課題意義和主要研究內容51.4.1課題的研究意義51.4.2本文的主要研究內容62 開關變換器的電流控制技術72.1 概述72.2 電流控制技術72.3 電流控制技術的特點82.3.1 電流控制技術的優點82.3.2 電流控制技術的缺點82.4 電流控制技術的斜率補償分析92.5 高性能電流模式控制器uc384x102.5.1 uc384x系列芯

8、片的特點102.5.2 電流模式控制器內部框圖102.5.2 功能介紹113 反激變換器原理及綜合分析153.1 概述153.2 單端反激變換器的穩態分析163.2.1 電流斷續模式(dcm)163.2.2 電流連續模式(ccm)183.2.3 電流臨界連續模式(bcm)183.2.4 不同模式的比較183.2.5 反激變換器的外特性曲線213.3 rcd箝位電路213.3.1 rcd箝位電路的設計213.3.2 rc參數對電路性能的影響223.4 單端反激變換器的關鍵參數的設計233.4.1 磁化電感233.4.2 功率開關管s233.4.3 副邊整流二極管d233.4.4 輸出濾波電容c2

9、34 多輸出反激變換器設計244.1 概述244.2 單端反激變換器的設計研究254.2.1電路組成254.2.2 ccm模式反激變換器功率電路設計254.2.3 dcm模式反激變換器功率電路設計314.2.4 反激變換器控制電路設計345 反激變換器的仿真研究375.1 saber簡介375.2基于saber的ccm仿真研究385.2.1 ccm模式下暫態分析385.2.2 ccm模式下關鍵節點波形分析395.2.3 寬范圍輸入電壓下輸出暫態響應415.2.4 在突加負載和突減負載下輸出暫態響應425.3 基于saber的dcm工作模式下的仿真研究445.3.1 dcm模式下的輸出暫態響應4

10、45.3.2 關鍵節點波形分析445.4 兩種模式下反激變換器的比較466 結束語476.1 本文主要完成工作476.2 進一步設想47致 謝48參考文獻49翻譯部分50中文譯文50英文原文59中國礦業大學2009屆本科生畢業設計（論文）第71頁1 緒論1.1 開關電源的理想拓撲電力電子變換器廣泛應用于飛機、導彈、艦艇、工業控制系統、微型計算機、家用電器等領域，正朝高功率密度、高變換效率、高可靠性、無污染的方向發展1。1.1.1 非電氣隔離變換電路非電氣隔離型dc/dc變換器，包括buck變換器（圖1.1）、boost變換器（圖1.2）、buck-boost變換器（圖1.3）、丘克（c'

11、;uk）變換器（圖1.4），這類變換器適用于升降范圍窄、輸入輸出間無須電氣隔離的場合2。 圖1.1 buck變換電路 圖1.2 boost變換電路 圖1.3 buck-boost變換電路 圖1.4 cuk變換電路1.1.2 電氣隔離變換電路電氣隔離型dc/dc變換器，包括反激（圖1.5）、正激（圖1.6）、推挽（圖1.7）、半橋及全橋變換器（圖1.8）等，這類變換器適用于升降范圍寬、輸入輸出間需要電氣隔離的場合3。 圖1.5 單端反激變換電路 圖1.6 單端正激變換電路圖1.7 推挽變換電路圖1.8 全橋變換電路1.2 反激變換器的發展與現狀 反激變換器由于電路拓撲簡潔。輸出與輸入電壓電氣隔離

12、且不需要輸出濾波電感。能高效提供多組直流輸出，電壓升降范圍寬等特點而廣泛應用于中小功變換場合。傳統的反激變換器。工作在硬開關狀態開關損耗隨開關頻率的上升而增大，效率會大大降低，且由于開關管的熱應力集中，會導致開關管損壞。使開關電源能夠在高頻下安全高效地運行，國內外電力電子界和電源技術界自70年代以來，不斷研究開發諧振軟開關技術。所謂“諧振軟開關”指的是應用諧振原理，是開關管中的電流(或電壓)按正弦或準正弦規律變化，當電流自然過零時，是開關器件關斷；或電壓為零時，是開關器件開通，實現開關損耗為零。近年來，在電源開發中廣泛采用了這些諧振技術，而且準諧振技術亦越來越多地應用在高效率、低成本電源中。在

13、傳統的反激式變換器當中融入準諧振技術。既可以減小開關管的開通損耗。從而提高了效率、減少了emi噪聲。根據本次設計指標，論文采用了rcd箝位反激變換器可以完全達到設計指標要求1。1.3 反激變換器常用的箝位電路 反激變換器中隔離變壓器起隔離作用外還起著儲能電感作用，變壓器磁芯處于直流偏磁狀態，為防止磁芯飽和，需要較大氣隙，因此漏感較大，電感值相對較低。當功率開關關斷時，由漏感儲能引起的電流突變引起很高的關斷電壓尖峰，功率管導通時，電感電流變化率大，電流峰值大，ccm模式整流二極管反向恢復引起功率開關開通時高的電流尖峰。因此，必須用箝位電路來限制反激變換器功率開關電壓、電流應力。電力電子技術研究人

14、員對此進行了大量的研究。1.3.1 有損rcd吸收電路有損rcd吸收電路有兩種，一種是加在變壓器兩端稱為rcd箝位電路；另一種是加在開關管兩端稱為rcd緩沖電路，當然，也可以組合使用，電路拓撲如圖所示。rcd箝位電路比rcd緩沖電路更適合于在反激變換器中應用。這類電路特點為：(1)電路拓撲簡潔；(2)開關管關斷時，變壓器漏感能量轉移到電容c上，開關管漏源電壓被箝位；(3)漏感能量消耗在電阻r上，變換效率較低4。 圖1.9 rcd箝位電路 圖1.10 rcd緩沖電路1.3.2 無源無損箝位電路1、帶有反饋繞組的二極管箝位電路帶有反饋繞組的二極管箝位電路拓撲如圖1.11所示，該電路特點為：(1)反

15、饋繞組n3和n1匝數相等；(2)漏感能量通過d2反饋給電網；(3)要求n1和n3能全耦合，這一般難以做到。圖1.11 帶反饋繞組的二極管箝位電路2、雙晶體管、雙二極管箝位電路雙晶體管、雙二極管箝位電路電路拓撲如圖1.12所示，特點為：(1)可以降低開關管的耐壓，使每個場效應管上施加的電壓幅值不超過，適合于高輸入電壓場合。(2)所用器件較多，間接提高成本。圖1.12 雙晶體管、雙二極管箝位電路3、lcd箝位電路lcd箝位電路電路拓撲如圖1.13所示。該電路有四種工作模式：模式(功率開關s導通與截止期間均無能量回饋到電網)；模式(功率開關s導通與截止期間均有能量回饋到電網)；模式(功率開關s導通期

16、間有能量回饋到電網)；模式(功率開關s截止期間有能量回饋到電網)。該電路的特點為：(1)變壓器漏感能量和磁化能量無損地回饋到電網中去；(2)高頻時較大的lc諧振電流增加了功率開關s的導通損耗，一般適用于開關頻率低于幾十khz場合，以保證高變換效率。圖1.13 lcd箝位電路1.3.3 有源箝位電路有源箝位電路拓撲如圖1.14所示，將有源箝位開關sc和箝位電容cc串聯組成的箝位支路，并聯在變壓器原邊繞組兩端。該電路特點為：(1)利用箝位電容cc及mos管輸出電容和變壓器繞組漏感諧振，創造主開關s、箝位開關sc零電壓開通(zvs)的條件；(2)將變壓器的漏感能量吸收并回饋到電網側，消除了漏感引起的

17、關斷電壓尖峰，功率開關承受最小電壓應力；(3)降低了副邊整流二極管關斷時的di/dt，使反激變換器在ccm模式工作時二極管反向恢復問題得以減輕或者消除，降低了整流開關損失和開關噪聲。圖1.14 有源箝位電路1.3.4 箝位電路性能的比較反激變換器各種箝位電路性能比較，如表1.1所示。rcd吸收電路因電路拓撲簡潔，電路實現容易，廣泛應用于對變換效率要求不太高的場合；有源箝位電路使反激變換器功率開關獲得zvs開關，開關頻率高，但技術要求較高。因此，本文選定rcd箝位反激變換器作為機內穩壓電源實現的電路方案。表1.1 反激dc/dc變換器箝位電路性能比較箝位電路性能有損rcd吸收電路無源無損箝位電路

18、有源箝位電路歸還繞組法雙晶體管lcd箝位電路拓撲簡潔簡潔復雜中等中等電壓應力uimax+(n1/n2)uo2uimaxuimaxuimax+(n1/n2)uouimax+(n1/n2)uo輔助開關sc/zvs開關開關頻率fs中等中等中等低高電路實現易難中等中等中等1.4課題意義和主要研究內容1.4.1課題的研究意義課題研究意義為：(1)通過對rcd箝位和單端反激變換器的比較研究，旨在設計出高功率密度、高變換效率，高可靠性和多路輸出的穩壓電源，并為拓寬反激變換器的應用提供技術基礎。(2)通過對電流控制技術的研究，提高系統的穩態和動態性能，增加系統可靠性。(3)通過仿真軟件saber對反激變換器的

19、進行時域分析，深入理解電路拓撲，減少設計的盲目性，縮短設計周期。1.4.2本文的主要研究內容本文重點研究了單端反激變換器穩態原理、參數設計準則，其次研究了反激變換器穩態原理與rcd吸收電路設計方法，還研究了電流控制技術。其主要內容分為以下六章：第1章 分析了機內穩壓電源的理想電路拓撲，概述了反激變換器發展與現狀。第2章 分析了電流控制技術、斜坡補償原理及uc384x芯片原理。第3章 分析了反激變換器三種模式及rcd吸收電路的設計。第4章 研究了saber電源仿真技術，單端反激變換器兩種模式下的參數設計和rcd吸收電路的參數設計。第5章 詳細論述了基于電流控制rcd箝位(ccm模式、dcm模式)

20、、單端反激變換器saber仿真研究，對關鍵器件進行選型，給出了試驗結果，試驗結果和理論分析一致。第6章 對本文的工作進行了總結，提出了進一步工作的設想。2 開關變換器的電流控制技術2.1 概述電流控制技術，由于與傳統的電壓控制技術相比具有一系列優點，因而越來越受到重視并得到廣泛的應用。傳統的電壓控制技術僅以輸出電壓作為反饋信號，實現單閉環控制，控制過程中電感電流未參與控制，是獨立變量，開關變換器本身等效為二階系統，響應速度慢，穩定性差。電流控制技術以開關變換器的全部狀態變量電感電流和電容電壓（即輸出電壓）為反饋變量，在電壓環基礎上增加了電流內環，電感電流不再是一個獨立變量，從而使開關變換器等效

21、為一個一階無條件的穩定系統，只有單個極點和90o相位滯后，很容易不受約束地得到大的開環增益和完善的小信號、大信號特性。2.2 電流控制技術電流控制技術原理圖，如圖2.1所示，圖中a為誤差放大器，n為pwm比較器，uref為參考電壓，采用恒頻時鐘脈沖置位鎖存器，輸出脈沖，以驅動功率管導通，使電源回路的電流增大。電源輸出電壓uo與參考電壓uref比較放大后，得到誤差電壓ue。當電流在采樣電阻rs上的幅度達到ue時，脈寬比較器的狀態翻轉，鎖存器復位，驅動撤除，功率管截止。這樣逐個檢測和調節電流脈沖就可以達到控制電源輸出的目的。圖2.1 電流控制技術原理圖電流控制技術與傳統的電壓控制技術相比，在電路結

22、構上增加了一個電感電流反饋，此電流反饋就作為pwm的斜坡函數，因此不再需要鋸齒波(或三角波)發生器。反饋的電感電流，其電流變化率直接跟隨輸入電壓和輸出電壓的變化而變化，電壓反饋回路中誤差放大器的輸出作為電流給定信號，與反饋的電感電流比較，直接去控制功率開關通斷的占空比，使功率開關的峰值電流受電流給定信號控制。2.3 電流控制技術的特點2.3.1 電流控制技術的優點(1)系統具有快速的瞬態響應及高度的穩定性。當輸入電壓或負載變化引起輸出電壓變化時，都將引起電感電流變化率的改變，使功率開關的轉換時刻變化，從而控制了功率開關的占空比。這對輸入電壓而言，實質上是起了前饋控制作用，即輸入電壓變化尚未導致

23、輸出電壓變化，就由內環產生調節作用。從分析整個系統的瞬態響應可看出，對于電壓反饋外環，電流內環相當于一個受控放大器，外環的瞬態響應速度僅決定于濾波電容和負載性質，所以整個系統具有快速的瞬態響應。根據圖2.1可看出，當us超過ue時，開關就關斷，說明電流內環是一個穩定的自激振蕩系統，具有高度的穩定性。對整個系統來說，濾波器lc對穩定性影響減小，二階環節的輸出濾波器(lc)降為一階環節(c)，即對整個系統而言，除內環外，只有一個與濾波電容有關的比例積分環節和一個與負載有關的一階或二階環節，使得整個系統具有高度的穩定性5。(2)很高的輸出電壓精度。由于系統內在的快速響應及高度穩定性，反饋回路增益可比

24、一般pwm系統的回路增益高很多，而不致造成穩定性和回路增益之間的矛盾，從而使輸出電壓具有很高的靜態精度。(3)具有內在的對功率開關電流的控制及限流能力。電感電流峰值（即流過功率開關的峰值電流）直接受誤差放大器輸出的電流給定信號所控制，在任何輸入電壓和負載的瞬態條件下，功率開關的峰值電流被限制在一給定值。由于誤差放大器具有限幅特性，所以對功率開關的電流具有限流能力，最大電流正比于誤差放大器的限幅值，改變限幅值可改變所限制的最大電流，使功率開關在輸出過載甚至短路時得到保護。(4)具有良好的并聯運行能力。由于電流控制的功能，使系統的內環如同一個良好的受控電流放大器，可獲得電流的比例分配，所以使用電流

25、控制的變換器可方便地并聯工作，只需將各變換器的輸出端聯結在一起，采用其中一個誤差放大器，將其輸出的電流給定信號加至每個變換器中電流內環比較器的輸入端，就可實現并聯，而不需其它的均流措施。(5)輸入電壓的調整可與電壓模式前饋技術相媲美。(6)簡單自動的磁通平衡功能。2.3.2 電流控制技術的缺點(1)需要雙環控制，增加了電路分析和設計的難度。(2)因電流上升率不夠大，在沒有斜坡補償時，若占空比大于50%，控制環變得不穩定，抗干擾性能差。(3)因控制信號來自輸出電流，功率級電路的諧振會給控制環帶來噪聲。(4)因控制環控制電流，使負載調整率變差，在多路輸出時，需要藕合電感實現交互調節。2.4 電流控

26、制技術的斜率補償分析當占空比大于50%時，采用電流控制技術容易發生次諧振蕩。其原理如圖2.2所示，設為第n次開通前電流擾動信號，和分別為電流上升下降率，實線為穩定情況，虛線為加入擾動后的情況，可以推出：第n+1個開關周期電流擾動量為，當d>0.5時，即時，擾動會在隨后一個周期加大，造成不穩定或性能下降；圖2.2 電流控制中的次諧振蕩占空比大于50%時，電流的下降率大于上升率，平坦的上升率使電感電流出現一個干擾而被放大，最終導致電路不穩定。因此占空比大于50%時，必須采用斜坡補償的方法來改善其工作特性。斜坡補償可采用下列兩種方法17。 圖2.3 處加上斜坡補償 圖2.4 采樣電壓處加上斜坡

27、補償(1)誤差電壓ue處加上斜坡補償補償原理波形，如圖2.3所示。在處加入斜坡補償后，將不再發生次斜振蕩。補償斜坡的斜率等于或略大于，此時，在隨后的周期電流擾動會減小到零，系統得以真正的電流模式運行，而不影響電流模式優越性的發揮。補償斜坡可以由振蕩器獲得。(2)采樣電壓處加上斜坡補償補償原理波形，如圖2.4所示。將補償斜坡加在采樣電阻的感應電壓上，使反饋信號電壓變化率增大，再與平滑的誤差電壓進行比較。這種補償同樣能有效地防止次諧振蕩現象，使電路工作穩定。補償斜坡也由振蕩器獲得。2.5 高性能電流模式控制器uc384x2.5.1 uc384x系列芯片的特點英國unitrode公司電流控制型ic芯

28、片uc384x(uc3842/3/4/5)系列，為單端輸出式脈寬調制器。是高性能固定電流模式控制器專為離線和直流至直流變換器應用而設計，為設計人員提供只需最少外部元件就能獲得成本效益高的解決方案。這些集成電路具有可微調的振蕩器，能進行精確的占空比控制、溫度補償的參考、高增益誤差放大器。電流取樣比較器和大電流圖騰柱式輸出，是驅動功率mosfet的理想器件。其它的保護特性包括輸入和參考欠壓鎖定，各有滯后、逐周是流限制、可編程輸出靜區時間和單個脈沖測量鎖存。這些器件可提供8腳雙列直插封裝和14腳塑料表面貼裝封裝。ucx842有16伏（通）和10伏（斷）低壓鎖定門限，十分適合于離線變換器。ucx843

29、是專門為低壓應用設計的，低壓鎖定門限為8.5伏（通）和7.6伏（斷）；該系列中uc3842/3的最大占空比可達100%，uc3844/5最大占空比為50%。本次設計中反激變換器輸入電壓變化范圍為4872v，故選用uc3842芯片作為控制電路的核心芯片20。2.5.2 電流模式控制器內部框圖uc384x系列芯片的內部方框圖，如圖2.5所示。8腳為內部供外用的基準電壓，帶載能力為50ma；7腳為芯片工作電壓，變化范圍為834v，具有過壓保護和欠壓鎖定功能；4腳接rt、ct，確定鋸齒波頻率；5腳接地；2腳電壓反饋，3腳電流檢測，1腳誤差放大器補償端，通過內部e/a誤差放大器構成電壓電流閉環；6腳為推

30、挽輸出端，可提供大電流圖騰柱輸出，輸出電流高達1a。圖2.5 uc384x系列芯片的內部方框圖202.5.2 功能介紹1、過壓保護和欠壓鎖定當工作電壓vcc大于34v時，穩壓管穩壓，使內部電路在小于34v下可靠工作；而當欠壓時，有鎖定功能。在輸入電壓小于開啟電壓閥值時，整個電路耗電1ma，降壓電阻功耗很小。一般設置自饋電的感應繞組，當開關電源正常工作后，轉由自饋電供給uc384x，電流將升至15ma，在此之前可設置儲能電容，推動建立電壓。2、振蕩頻率的設置如圖2.6所示，uc384x芯片8腳和4腳之間接rt，4腳和5腳之間接ct，8腳5v基準電源經rt給定時電容ct充電，uc384x的振蕩器工

31、作頻率f為(2. 1) 圖2.6 振蕩頻率的設置 圖2.7 誤差放大器的補償網絡3、誤差放大器的補償uc384x的誤差放大器同相輸入端接在內部+2.5v基準電壓上，反相輸入端接受外部控制信號，其輸出端可外接rc網絡，然后接到反相輸入端，在使用過程中，可改變r、c的取值來改變放大器的閉環增益和頻率響應。圖2.7所示的誤差放大器補償網絡可以穩定這種電流控制型pwm。4、電流檢測和限制電流檢測電路，如圖2.8所示。正常運行時，檢測電阻rs的峰值電壓由內部誤差放大器控制，滿足(2. 2)式(2.2)中，vc為誤差放大器輸出電壓、is為檢測電流。uc384x內部電流測定比較器反向輸入端箝位電壓為1v，最

32、大限制電流is=1v/rs。在rs和3腳之間，常用r、c組成一小的濾波器，用于抑制功率管開通時產生的電流尖峰，其時間常數近似等于電流尖峰持續時間（通常為幾百納秒）。圖2.8 電流檢測和限制5、內部鎖存器uc384x內部設置有pwm鎖存器，加入鎖存器可以保證在每個振蕩周期僅輸出一個控制脈沖，防止噪聲干擾和功率管的超功耗。6、圖騰柱輸出uc384x的輸出級為圖騰柱式輸出電路，輸出晶體管的平均電流為，最大峰值電流可達，由于電路有峰值電流自我限制的功能，所以不必串入電流限制電阻。 (a) 直接驅動n溝道 (b) 隔離式驅動 (c) 直接驅動雙極型圖2.9 驅動電路7、驅動電路uc384x的輸出能提供足

33、夠的漏電流和灌電流，非常適合驅動n溝道mos功率晶體管，圖2.9(a)為直接驅動n溝道mos功率管的電路，此時uc384x和mosfet之間不必進行隔離。若需隔離可采用圖2.9(b)所示的隔離式mosfet的驅動電路，圖2.9(c)是直接驅動雙極型功率三極管的電路形式，、是加速電路，其作用是加速功率三極管的關閉，由電阻，確定輸出偏置電流。8、關閉技術uc384x提供了兩種關閉技術，如圖2.10所示。第一種是將3腳電壓升高超過1v，引起過流保護開關關閉電路輸出；第二種是將1腳電壓降到1v以下，使pwm比較器輸出高電平，pwm鎖存器復位，關閉輸出，直到下一個時鐘脈沖的到來，將pwm鎖存器置位，電路

34、才能重新啟動。9、免除噪聲的其它方法免除噪聲的重要方法就是設法濾除芯片供電端vcc的高頻信號和參考電源vref的高頻迭加信號。基本的方法就是從這兩端分別對地接一瓷介電容，在布線中特別注意，不能有電感的成分介入，以免產生干擾，引起電路工作不穩定。10、uc384x電路的斜坡補償uc384x是電流控制型器件，當占空比d大于50%時，由于次諧振蕩及電感電流上升率平坦，容易引起不穩定，這時應考慮用斜坡補償的方法來改善其工作特性。斜坡補償可以采用如圖2.11所示的三種電路。圖2.11(a)相當于在處加上斜坡補償，圖2.11(b)、(c)相當于在采樣電壓處加上斜坡補償。(a) 處加上斜坡補償(b) 采樣電

35、壓處加上斜坡補償(c) 采樣電壓處加上斜坡補償圖2.11 uc384x電路的斜坡補償3 反激變換器原理及綜合分析3.1 概述單端反激式變換器是在反激式buck-boost變換器基礎上演變而來的，因此有反極性變換器的特性。在開關管導通時，將電源能量領儲存在變壓器中，即變壓器一次側電感lp儲能。當開關管截止時，將導通期間儲蓄的能量傳輸到二次側負載，因此，稱為反激變換器，也稱為on-off變換器或回掃變換器(flyback converter)。單端反激變換器的電路拓撲如圖3.1所示。圖3.1 單端反激變換器單端反激變器與單端正激變換器除了工作原理不同外，在電路結構上比單端正激變換器少了一只續流二極

36、管和一個電感儲能濾波器。沒有磁復位繞組，這是因為在變換器反激期間，二次側繞組和整流對二極管構成電流回路，同時完成了磁復位功能。單端反激式變換器輸出紋波電壓大，電壓和電流調整率低。要提高性能指標，可以增濾波電容和輔助lc濾波器，或者在其二次側再串聯一線性集成穩壓器。這樣勢必增大體積和成本，削弱了本來具有的優點。因此，單端反激變換器多用于100w左右的小功率電源，且對電源性能指標要求不嚴格的場合。單端反激變換器不同工作狀態等效電路，如圖3.2所示（a）（b）（c）(a) s導通，l1儲能 (b) s截止能量傳輸 (c) s截止電流斷續圖3.2 單端反激變換器不同工作狀態等效電路3.2 單端反激變換

37、器的穩態分析單端反激變換器的電路拓撲如圖3.1所示，其變壓器起雙重作用，根據變壓器磁通的連續性將反激變換器分成電流連續模式(ccm)、電流臨界連續模式(bcm)和電流斷續模式(dcm)，對應的各種模式下的電感電流波形如圖3.3所示，圖中il1，il2分別為反激變換器的原副邊電感電流，d為占空比，ts為變換器開關周期6。 (a) ccm (b) dcm (c) bcm圖3.3 電感l1和電感l2 電流波形3.2.1 電流斷續模式(dcm)電流斷續工作模式表示副邊電感電流il2在開關s關斷期間已下降到零，電感電流波形如圖3.3(b)所示。在一個開關周期內，原邊電感電流的表達式如下：(3. 1)則在

38、一個開關周期輸入的能量為：(3. 2)該變換器一個開關周期向負載輸出的能量為：(3. 3)分別為輸出電壓和輸出電流在一個周期內平均值。假定電路無內耗，可認為在開關管斷開時儲存在電感中的能量完全轉化為輸出能量，根據能量守恒定律，則對每一個開關周期有下式成立：(3. 4)即(3. 5)則：(3. 6)式(3.6)表明，變換器工作于電流斷續模式時，輸出電壓與負載有關，負載減輕時，輸出電壓升高。原邊電感電流峰值為：(3. 7)副邊電感電流峰值為：(3. 8)其中為變壓器變比。為使電路工作在dcm，需保證在s關斷的時間內副邊電感電流下降到零，即:(3. 9)將式(3.7)、(3.8)及變壓器原副邊電感關

39、系代入式(2.9)，可得工作在dcm時反激功率變換器匝比應滿足的關系：(3. 10)3.2.2 電流連續模式(ccm)電流連續模式表示副邊電感電流在開關s關斷期間沒有下降到零，電感電流波形如圖3.3(a)所示在一個開關周期內，原邊電感電壓的表達式如下：(3. 11)在理想條件下，根據磁通平衡原則可得：(3. 12)式(3.12)表明，輸出電壓的大小與負載無關。設反激變換器輸出功率為p，變換效率為，則輸入電流平均值為：(3. 13)輸入電流峰值為：(3. 14)3.2.3 電流臨界連續模式(bcm)電流臨界連續模式介于電流連續模式和電流斷續模式之間，電感電流波形如圖3.2(c)所示。這種模式下，

40、輸出電壓和輸出電流同時滿足式(3.6)和(3.12)。將式(3.6)代入式(3.12)得：(3. 15)其中ig為臨界連續電感電流。對(3.15)求極值，可得當占空比d=0.5時，臨界連續負載電流達到最大值：(3. 16)將式(3.16)代入式(3.15)得：(3. 17)再將式(3.16)代入式(3.6)，得電流斷續模式下的外特性為：(3. 18)3.2.4 不同模式的比較下面對反激變換器在工作于ccm和dcm模式下電流應力、外特性、原邊電感量及反向恢復問題進行了分析對比。1、電流應力假設反激功率變換器輸出相同功率，最大占空比d=0.5，下面將通過公式推導dcm模式下電流峰值和有效值與ccm

41、模式下電流峰值和有效值的關系。(1)dcm模式為方便分析并不失可比性，假設dcm模式時電路在輸出功率為只時工作于電感電流臨界連續模式，此時原邊電感應滿足下式：(3. 19)每個開關周期電感電流峰值為 (3. 20)將式(3.19)及占空比d=0.5代入式(3.20)可得：(3. 21)每個開關周期電感電流有效值為： (3. 22)(2)ccm模式在ccm模式下，取原邊電感為變換器工作于電感電流臨界連續時電感值的k倍，其表達式為：(3. 23)由流過電感的電流與加在其上的電壓關系可得電感電流變化量(3. 24)將式(3.23)代入上式可得(3. 25)由圖3.2(a)ccm模式電流波形關系可得(

42、3. 26)將ccm模式下輸出電壓與輸入電壓的關系式(3.12)代入式(3.26)可得(3. 27)聯立式(3.25)與式(3.27)可得每個開關周期電感電流峰值和最小值：(3. 28)(3. 29)定義電感電流峰值與最小值之比為：(3. 30)每個開關周期電感電流有效值為(3. 31)(3)dcm與ccm電流關系根據式(3.21)和(3.28)可得dcm與ccm的電流峰值關系為(3. 32)根據式(3.22)、(3.31)和(3.32)可得dcm與ccm的電流有效值關系為(3. 33)由式(3.32)和(3.33)可知，在同樣輸出功率時，ccm比dcm模式峰值電流小得多，或者說選用相同電流容

43、量的功率管ccm模式能輸出更大的功率。2、原邊電感量由式(3.15)可知，若變換器設計在整個工作狀態電感電流連續，ig=iomin，最小輸出電流為臨界連續電流，電感量(3. 34)若變換器完全工作于斷續模式，ig=iomax，最大輸出電流為臨界連續電流，電感量(3. 35)由此可知，相同輸出功率時，dcm模式比ccm模式電感量小得多，儲能變壓器體積也要小得多。3、反向恢復問題由圖3.2(b)可知，dcm模式時變壓器副邊整流二極管在原邊功率管再次開通前電流已下降到零，沒有由于二極管反向恢復引起的振玲現象和由此引起的無線電干擾問題：ccm模式時，則存在副邊整流二極管的反向恢復問題。3.2.5 反激

44、變換器的外特性曲線如果取為縱坐標，為橫坐標，根據式(3.12)、(3.17)和(3.18)就可畫出理想條件下不同工作模式時反激變換器的外特性，如圖3.4所示。圖中曲線a為臨界電流連續模式下變換器的外特性；圖中曲線a左邊的曲線為電流斷續模式下變換器的外特性；圖中曲線a右邊的曲線為電流連續模式下變換器的外特性。從圖中可以看出，反激變換器外特性有如下特點：ccm模式：變換器輸出電壓與輸出電流的大小無關，變換器外特性類似電壓源特性且對于輸入電網以及負載的變化只需較小的脈寬變化就能維持輸出電壓uo的恒定。dcm模式：變換器存在很高的非線性內阻，變換器外特性類似電流源特性；由負載變化引起的占空比調節范圍很

45、大，使調節困難，因此dcm模式一般用于負載變化小且輸出功率小的場合。圖3.4 反激變換器的外特性曲線3.3 rcd箝位電路rcd箝位電路如圖1.9所示，功率管s關斷時，變壓器漏感能量轉移到電容c上，然后電阻r將這部分能量消耗掉。開關管導通過程中電容c不一定放電到零，因此功率管關斷時，漏源電壓上升過程中，一段時間內電容c不起作用，這有利于反激過沖7。3.3.1 rcd箝位電路的設計(1)功率管截止時，漏感能量等于電容c吸收的能量(3. 36)式中，llk為變壓器漏感、i1p為原邊電感電流峰值、uds為最大漏源電壓、ureset為電容c初始電壓、ui為輸入直流電壓。故(3. 37)(2)電容c上的

46、電壓只是在功率管關斷的一瞬間沖上去，然后應一直處于放電狀態。在功率管開通之前，電容c上的電壓不應放到低于，否則二極管d導通，rcd箝位電路將成為該變換器的一路負載。電阻r根據下式求得：(3. 38)電阻r額定最大功率，即箝位電路消耗的功率，為(3. 39)(3)二極管d承受的峰值電壓為，峰值電流為原邊電感峰值電流。3.3.2 rc參數對電路性能的影響rc取不同值時，電容c的電壓波形如圖3.5所示。圖3.5(a)中，c取值較大，c上電壓緩慢上升，副邊反激過沖小，變壓器原邊能量不能迅速傳遞到副邊。圖3.5(b)中，r、c值合適，c上電壓在開關管截止瞬間沖上去，然后二極管d截止，電容c通過電阻r放電

47、，到功率管開通瞬間，c上電壓應放到接近。圖3.5(c)中，r、c均偏小，c上電壓在管子截止瞬間沖上去，然后因為rc時間常數小，c上電壓很快放電到等于(n1/n2)uo，此時rcd箝位電路和副邊負載一樣，成為變換器一路負載，消耗儲存在變壓器中的能量，效率降低。圖3.5 rc取不同值時電容c的電壓波形3.4 單端反激變換器的關鍵參數的設計3.4.1 磁化電感的大小決定了變換器工作于ccm/dcm模式的邊界條件，即(3. 40)其中，為電感電流臨界連續時輸出功率3.4.2 功率開關管s功率開關管上承受的電壓應力和電流應力分別為 (3. 41)(3. 42)3.4.3 副邊整流二極管d整流二極管上承受

48、的電壓應力和電流應力分別為(3. 43)(3. 44)3.4.4 輸出濾波電容c根據參考文獻8輸出濾波電容為(3. 45)式中，、r為負載電阻。4 多輸出反激變換器設計4.1 概述本章分別介紹了四路輸出反激變換器ccm模式和dcm模式設計和分析。本次設計采用電流控制模式，功率電路采用基于rcd箝位的單端反激變換器。反激變換器電路簡單，其設計理論及要求卻比正激變換器復雜且困難，主要表現在：當反激變換器以電流連續工作方式時，直流分量相當大，處理不當會導致磁芯飽和，功率管損壞；為避免飽和，反激變換器磁芯必須加氣隙，但磁芯的磁化曲線斜率變小，偏向橫軸。氣隙的調整是一項麻煩而細致的工作，因為氣隙與電感相

49、關，氣隙增大不公增加了漏感而且電感減小，電感量的大小影響到輸出電壓和輸出電流臨界值，必須加以綜合才能使參數性能滿足要求。并且開關管的漏源電壓應力與占空比d相關，設計時必須要求控制最大占空比，此外，占空比大于0.5時會出現次諧波振蕩，通常將最大占空比限制在0.5以下，本文選定為0.45。本次設計的指標為：1、 vin=48v72v2、 四路輸出：5v/1a；+15v/0.5a；-15v/0.5a；24v/1.2a3、 pout=5*1+2*15*0.5+24*1.2+13*0.15+(0.7*1+2*0.7*0.5+0.7*1.2+0.7*0.15)53.1w4、 75%5、 pinpout/=

50、66.4w6、 f=100khz7、 最大占空比dmax0.458、 ccm模式，uc3842工作電壓為24v單位換算：1t=10000gs，1mt=10gs。4.2 單端反激變換器的設計研究4.2.1電路組成圖4.1 基于電流控制單端反激變換器的組成4.2.2 ccm模式反激變換器功率電路設計圖4.1是反激變換器原理圖，直流電壓輸入4872v，啟動電路由和構成經電阻充電，的電壓達到16v時，uc3842有輸出，使mos開關要s開通能量存貯在變壓器t中，此時，由于二次側各路整流二極管反向偏置，故能量不能傳到t的二次側，t的一次側電流通過電阻檢測并與uc3842內部提供的1v基準電壓進行比較,當

51、達到這一電平時，s關斷，所有變壓器的繞組極性反向，輸出整流二極管正向偏置，存貯在t中的能量傳輸到輸出電容器中。啟動結束后,通過tl431和光耦pc817組成的隔離反饋電路回送到誤差放大器的反向端(腳2)和uc3842內部的2.5v基準電壓作比較來調整驅動脈沖寬度。注意：在剛開始時必須存貯足夠的能量以維持控制系統工作,直到上的電壓充電至13v。電流反饋回路由取樣電阻和、濾波電路組成，兩端的取樣電壓經3腳加在當輸入電壓發生改變時，原邊電流發生變化，然后加到uc3842內的電流比較器的一個輸入端與另一端的誤差電壓進行比較，當該電壓等于誤差電壓（最大值為1v）時，uc3842的輸出脈沖被中斷，從而實現

52、限流保護。該電源采用直接驅動電路，的作用是限制峰值驅動電流，、組成誤差放大器的補償網絡，、確定振蕩頻率和死區時間，、d4組成浪涌吸收電路以保護開關管。開關電源在uc3842輸出驅動脈沖的作用下，開關管交替導通與關斷，開關變壓器的次級可得到交流電壓，該電壓經整流濾波后，可獲得穩定直流輸出電壓9。1、變壓器設計4確定鐵芯材料和型號：磁芯材質選擇，基于成本和高，低，高q值，低損耗，選擇選用軟磁鐵氧體jp3，ei形鐵芯。jp3參數：，。因為高溫時bs會下降，所以為了防止磁芯飽和，選擇bm=(1/21/3)bs，這里選bm=0.5*0.40=0.2t=2000gs。設在期間鐵芯磁感應強度的變化量為，工作

53、磁感應強度為，ccm模式時鐵芯工作于第三種工作狀態，則，pomax=52.4w，=80%，取鐵填充系數，窗口利用系數，j=400a/cm2。0.87(4. 1)選擇鐵芯型號ei33型鐵芯，s=sc=c*d=9.7*12.7mm=1.23(4. 2)q=(4. 3)sq=1.23*2.68=3.3>0.87(4. 4)式中，為鐵芯截面積()、為鐵芯窗口面積()。繞組計算：(1)計算電感電流臨界連續時原邊電感(4. 5)(2)計算鐵芯上所開氣隙的長度=(4. 6)(3)計算原邊繞組匝數=取30匝(4. 7)(4)計算匝比，確定各副邊繞組匝數匝比(4. 8) (4. 9)(4. 10)(4. 11)各副邊匝數 取5匝 (4. 12)重新計算取 31匝 (4. 13) 取14匝(4. 14) 取22匝 (4. 15) 取12匝 (4. 16)(5)根據來校核原邊繞組電感(4. 17)(4. 18)(4. 19)