一種新型的零電流轉換管型的設計

1零電流轉換軟開關拓撲隨著能源危機和氣候變變現在世界范圍內的問題，越來越多的新能源，如風能、太陽能和電池，受到了人們的高度重視和使用。在新能源的大規模利用中,大功率并網變流器起著重要的作用。三電平變流器與兩電平變流器相比有許多優點,非常適合于中壓大功率應用場合。特別是中點鉗位三電平變流器是目前市場中最流行的大功率拓撲。在大功率場合不論是兩電平還是三電平變流器,其開關器件一般都采用高壓絕緣柵雙級型晶體管(IGBT)或者IGCT。這類開關器件的開關損耗是提高系統效率、開關頻率和控制帶寬的主要瓶頸,特別是在大功率應用場合,由于開關損耗帶來的熱應力限制,開關頻率只有幾千赫茲甚至幾百赫茲。另外,較低的開關頻率需要較低截止的LC濾波器,這導致并網逆變器的重量和成本增大的同時,也給控制器設計帶來許多的挑戰。軟開關技術能減少或消除換流過程中主開關管重疊部分的電壓和電流,從而實現減少或消除開關器件的開關損耗。在過去20年中,人們提出許多不同的軟開關技術[4,5,6,7,8,9,10,11,12,13,14,15,16,17]。其中零電流轉換軟開關技術因其具有以下的優點得到了人們很多的關注[18,19,20,21,22,23,24]:(1)主開關管實現了完全零電流分斷,消除了分斷損耗;(2)主開關管實現了軟閉合,減少了二極管的反向恢復損耗和開管的導通損耗;(3)輔助開關只在換流過程工作,其電流額定值遠小于主開關,且工作在軟開關條件下;(4)加入軟開關后變流器的控制方法與傳統硬開關變流器兼容。零電流轉換軟開關技術可以應用于三電平變流器中,得到的三電平軟開關拓撲同時具有三電平拓撲與軟開關技術的優點,特別適合于大功率應用場合。在文獻中,零電流轉換軟開關技術被應用到二極管中點鉗位三電平變流器中,將一臺250kW變流器的開關頻率提高至20kHz。該三電平零電流轉換軟開關拓撲的缺點是輔助電路非常復雜,每相橋臂需要4個輔助開關管和兩組LC諧振支路,因而增加了系統的復雜性和成本。文獻指出該軟開關拓撲在內側開關管與外側二極管換流時,由于寄生電感的原因會導致鉗位二極管意外導通,使得內側開關管不能實現完全零電流截止。本文提出了一種新型的基于有源中點鉗位三電平變流器的零電流轉換軟開關拓撲,其每相橋臂只需要2個輔助開關管和1組LC諧振支路就可以實現所有主開關管的完全零電流截止和接通過程的軟換流,此外輔助開關管容量小且沒有開關損耗。本文詳細分析了該變流器的工作原理及其軟開關實現過程,并通過一臺80kW半橋逆變器驗證該拓撲的可行性和優點。2數字化轉型控制圖1所示為提出的有源中點鉗位三電平零電流轉換軟開關變流器的單相電路。其主電路部分包括主開關管S1~S4、Sp、Sn及反并聯二極管VD1~VD4、VDp、VDn,其中S1、VD1、S4、VD4為外側開關器件,S2、VD2、S3和VD3為內側開關器件,Sn、VDn、Sp和VDp為鉗位開關器件。輔助電路部分包括輔助開關管Sx、Sy,反并聯二極管VDx、VDy,LC諧振支路Lr、Cr。采用傳統的PWM調制方法時,三電平變流器的輸出電平轉換都是在臨近的兩個電平之間,即當輸出正電壓時輸出電平在正電平與零電平之間轉換,當輸出負電壓時輸出電平在零電平和負電平之間轉換。這兩種電平轉換是完全對稱的,以下以輸出電平在正電平與零電平之間轉換為例,分析電路的工作原理。變流器可以工作在逆變或者整流狀態,因此要對不同的輸出相電流方向分別進行分析。圖2所示為輸出電平在正電平和零電平之間轉換時,不同輸出相電流方向下,主開關管和輔助開關管在一個開關周期的控制時序,如圖1所示。不論輸出相電流方向為正(流出橋臂)或是負(流入橋臂),主開關管S1和Sn處于導通狀態,S4和Sp處于截止狀態,S2和S3被包含死區時間Td的一對互補PWM信號驅動。當S2導通時變流器輸出正電平,當S3導通時變流器輸出零電平。當輸出相電流方向為正時,換流的開關管和二極管為S2和VD3,由輔助開關管Sy協助閉合,由Sx協助分斷;當輸出相電流方向為負時,換流的開關管和二極管為S3和VD2,由輔助開關管Sx協助閉合而Sy協助分斷。當變流器工作在輸出電壓為負的對稱情況時,則Sp和S4處于常通狀態,S1和Sn處于常關狀態,內側開關管S2和S3被互補的PWM信號驅動,換流同樣出現在內側開關器件VD2、S2、VD3、S3中。通過以上控制,可以將有源中點鉗位三電平變流器的換流等效為一個由內側開關器件組成的二電平變流器的換流。所以在二電平變流器中適用的零電流轉換軟開關控制策略也可以應用到有源鉗位三電平軟開關拓撲中。目前常見的零電流轉換控制策略有文獻提出的零電流分斷控制策略和文獻提出的零電流分斷同時接近零電壓閉合控制策略。本文以文獻中提出的控制策略為例說明提出的有源鉗位三電平軟開關拓撲工作原理。當輸出相電流方向為正時,一個開關周期的零電流轉換過程波形如圖3所示,整個過程從t0到t10可以分為八個階段。每個階段的電路狀態如圖4所示。(1)t0~t2時間段電路狀態如圖4a所示。t0時刻之前,輸出零電平,輸出相電流完全經Sn、VD3流通。t0時刻閉合輔助開關管Sy,形成了一個包含Sy、VD3、Lr、Cr的諧振回路,根據圖中所示電流參考方向,諧振電流Ir開始正向增加,經過半個諧振周期,諧振電流在t1時刻過零,然后反向增加并通過輔助開關管Sy的反并聯二極管VDy流通。(2)t2~t3時間段電路狀態如圖4b所示。諧振電流Ir在t2時刻達到輸出相電流大小,VD3隨即自然分斷沒有反向恢復損耗,由于S2還未閉合而VD2承受反向電壓不能閉合,因而在t2~t3時間段,輸出相電流只流過諧振支路,并對諧振電容線性放電。(3)t3~t4時間段電路狀態如圖4c所示。主開關管S2在t3時刻閉合,形成一個包含S1、S2、Lr、Cr、VDy、Sn以及上半直流電容的新諧振回路。S2的閉合電流是以諧振電流的速率上升,且二極管的反向恢復電流大大減少,因此S2的導通損耗得到了很大減少。隨著S1、S2支路電流的增加,諧振支路電流Ir開始下降,到達t4時刻諧振電流Ir降為零,VDy自然分斷。由于Sy已經在t3時刻分斷所以諧振電流不能反向流通,諧振過程結束。(4)t4~t5時間段電路狀態如圖4d所示。諧振過程結束后,全部的輸出相電流通過S1、S2流通,從零電平到正電平的零電流轉換過程結束。(5)t5~t7時間段電路狀態如圖4e所示。正電平到零電平的零電流轉換過程從t5時刻閉合輔助開關管Sx開始。Sx的閉合形成了一個包含S2、Sx、Lr、Cr的諧振回路,諧振電流Ir開始負向增加,經過1/4個諧振周期后,諧振電流達到負的峰值且該值大于輸出相電流。諧振電流大于輸出相電流的部分通過S2的反并聯二極管VD2流通,在t6時刻分斷S2就實現了完全零電流分斷。t6時刻以后諧振電流開始下降,并在t7時刻降為輸出相電流大小。(6)t7~t8時間段電路狀態如圖4f所示。在t7時刻諧振電流降為輸出相電流大小,由于此時S2已經分斷,而二極管VD3還承受反向電壓不能閉合,所以輸出相電流只能通過諧振支路流通,同時給諧振電容Cr線性充電。(7)t8~t10時間段電路狀態如圖4g所示。在t8時刻諧振電容上的電壓Vr充到負的1/2輸入直流電壓,此時VD3開始承受正向電壓閉合,形成一個新的諧振回路,包括S1、Sx、Cr、Lr、VD3、Sn以及上半直流電壓。諧振支路電流Ir開始減少,Sn、VD3支路的電流開始增加,達到t9時刻時諧振電流Ir降為零,輸出相電流全部通過Sn、VD3流通。t9時刻之后,諧振電流反向后通過輔助開關管Sx的反并聯二極管VDx流通,此時可以零電流分斷Sx,再經過半個諧振周期達到t10時,諧振電流Ir再次過零,VDx自然分斷,又因Sx已分斷,諧振電流不能再反向流通,諧振結束。(8)t10時刻以后電路狀態如圖4h所示。全部的輸出相電流通過Sn、VD3流通,從正電平轉換到零電平的零電流轉換過程結束,輔助諧振電路停止工作等待下一個開關過程。當輸出相電流方向為負時與輸出相電流為正時是對稱的情況,其換流過程不再詳述。3諧振電流的確定如上節所述,零電流轉換軟開關的基本原理是在主開關閉合和分斷之前,通過閉合輔助開關管觸發諧振,將輸出相電流從主開關器件轉移到諧振電流通路,從而實現主開關器件的軟閉合和分斷。在這個過程中諧振支路起著非常重要的作用,因此,如何設計諧振支路是零電流轉換軟開關逆變器設計中的關鍵問題。為了更加直觀地展示諧振支路在軟開關過程的狀態,用諧振支路狀態軌道圖表示一個開關周期內諧振電容電壓和諧振電感電流的變化。如圖5所示,其橫坐標是諧振電容電壓,縱坐標是諧振電感電流與諧振阻抗的乘積。其中t0~t4為閉合過程,t5~t10為分斷過程。當諧振回路中沒有外部電壓源時,諧振軌道圖中的軌跡是以原點為圓心的一段圓弧,如t0~t2和t5~t7時間段;而當諧振回路中有外加電壓源時,軌跡為以外加電壓源的電壓值為圓心的一段圓弧,如t3~t4和t8~t10時間段。諧振支路的設計中首先要考慮保證實現主開關管的完全零電流分斷,為此必須滿足兩個前提條件:第一個條件是分斷時諧振電流峰值要大于輸出相電流的峰值ILmax,這樣相電流才能完全轉移到諧振支路中;第二是輸出相電流完全轉移到諧振支路的這段時間要足夠長,使得主開關動作后其自由載流子能全部復合掉。由圖5可見,要滿足第一個條件必須使得t5~t7時間段的諧振電流大于輸出相電流的最大值,即r3大于ILmax。其中Z為諧振支路的阻抗值,其表達式見式(1)。而在直流電壓Vdc和輸出相電流峰值都確定的情況下,r3的大小決定于諧振阻抗Z和t2~t3的時間長度t23。根據上節所述,t2~t3時間段是輸出相電流電流給諧振電容線性放電的階段,所以t23越長諧振電容中的能量越小,即r3越小。因此在控制中應使t23盡量小甚至為零。在t23已經確定的前提下,r3的長度與Z的關系是一單調遞減關系。因此可以找到一個最大的Z使得r3等于ILmax。定義諧振電流峰值與輸出相電流最大值之比為kr,并假定t23控制為零,通過幾何三角關系可以得到kr關于直流電壓、最大輸出相電流和諧振阻抗的表達式,見式(2)。式中從上式可以得到滿足條件一的諧振阻抗最大值,但諧振阻抗也不應選擇得太小,否則過大的諧振電流會帶來過多的額外導通損耗。在確定了諧振阻抗滿足第一個條件的前提下,通過合理選擇諧振周期Tr滿足第二個條件。Tr的表達式見式(3)。分斷時諧振電流大于輸出相電流的時間長度Tzct的表達式見式(4)。Tzct最小值應大于分斷過程主開關器件的延時時間和分斷時間之和,可以根據器件的數據手冊得到最小的Tzct,從而得到相應的Tr。需要注意的是Tzct會導致額外的導通損耗和占空比損失,所以也不應取過大。4第三、四限工作狀態為了驗證理論分析,在實驗室中制作并測試了一臺80kW三電平零電流轉換軟開關變流器半橋樣機。其主開關管和鉗位開關管選用CM400HA-24(1200V/400A),輔助開關管選用CM150DY-24(1200V/150A),諧振電感為2uf06dH,諧振電容為0.5uf06dF。為了測試變流器在四象限運行的特性,用一個2mH電感作為負載,變流器被控制為一個單刀三擲的開關。當變流器輸出連接到正電平點時,電感被正向充電;當輸出連接到零電平點時,電感續流;當輸出連接到負電平點時,電感被反向放電。在第一象限運行時,變流器輸出電平在正電平和零電平之間切換,電感被一組正電壓脈沖正向充電。當電感電流達到期望電流,變流器進入第二象限運行,輸電電平在負電平和零電平之間切換,電感被一組負電壓脈沖反向充電,直到電感電流降為零。第三和第四象限與第一和第二象限工作狀態是對稱的。通過控制脈沖的數目和寬度可以測試變流器在不同象限、不同電流下的開關換流特性。通過禁止或使能輔助開關管工作,對變流器在硬開關和軟開關條件下分別進行了測試。硬開關條件下的閉合、分斷換流波形如圖6所示。在閉合過程中,由于二極管的反向恢復電流,主開關管的閉合電流尖峰接近輸出電流的兩倍,導致主開關管上產生很大的導通損耗。在分斷過程中,開關管的拖尾電流和換流過程寄生電感引起的電壓尖峰會造成主開關管較大的分斷損耗。軟開關條件下的開關波形如圖7所示,在分斷過程中主開關管的電流被轉移到諧振支路中,其電流先降為零,然后電壓再上升,實現了主開關管的完全零電流分斷。在閉合過程中,同樣由于諧振支路的分流作用,二極管的關斷電流和反向恢復電流也大大減少,所以閉合過程的損耗也得到很大的減少。圖8比較了硬開關和軟開關條件下分斷過程主開關管的分斷損耗和過電壓尖峰。由圖可見在整個電流段,軟開關變流器的分斷損耗都比硬開關變流器少,而且隨著電流增大損耗減少得越多,在150A電流下軟開關分斷損耗僅僅為硬開關的16%。同時,由于分斷過程中寄生電感也成為諧振回路中的一部分,由寄生電感引起的分斷過電壓尖峰也得到了有效抑制,軟開關條件下的過電壓尖峰在整個電流段被控制在100V以內,而硬開關條件下達到180V左右。圖9所示為硬開關和軟開關條件下閉合過程的導通損耗以及電流尖峰的比較。可見軟開關條件下由二極管反向恢復過程引起的電流尖峰值得到了抑制,且導通損耗也得到了很大的減少,在110A輸出相電流時,軟開關條件下的導通損耗僅為硬開關條件下導通損耗的30%。實驗結果證實了提出的三電平軟開關拓撲能大幅減少主開關