§17.1

電流-電壓變換器§17.2

電壓-電流變換器§17.3

交流-直流變換器§17.4

電阻-電壓變換器§17.5

電容-電壓變換器§17.6

電壓-頻率變換器§17.7

電壓-脈寬變換器第十七章信號變換電路各種各樣的傳感器在應用中有不少共同點和需要注意解決的問題，主要涉及到信號變換、驅動電路和電路器件選擇等問題。本章著重信號變換電路。實際應用中，敏感元件或傳感器輸出的信號可能是直流電壓、直流電流，也可能是交流電壓、交流電流，甚至是電阻值、電容值等等。在進行處理、傳輸、接口、顯示記錄過程中，常常需要借助于各種信號變換器，進行信號變換。這些變換通常包括：利用I-U變換把直流電流（I）變換成直流電壓（U）；利用u-U變換把交流電壓(u)變換成直流電壓（U）（亦稱AC-DC變換）；利用i-U變換把交流電流(i)變換成直流電壓(U);利用R-U變換把電阻值(R)變換成直流電壓（U）（亦稱Ω-U變換）；利用C-U變換把電容量(C)變換成直流電壓（U）；利用f-U變換把頻率(f)變換成直流電壓（U）；利用U-H變換把電壓（U）變換成脈沖寬度（H）。最簡單的電流-電壓變換電路如圖17-1所示，Uo=IiR通常采用高輸入阻抗運算放大器，如LM356、CF3140

、F071~F074、F353等，可方便地組成電流-電壓變換器。一個簡單的方案如圖17-2所示。它能提供正比于輸入電流的輸出電壓，比例常數就是反饋電阻R，圖17-1

最簡單的電流-電壓變換電路圖17-2

簡單電流-電壓變換器電路17.2

電流-電壓(I-U)變換器即如果運算放大器是理想的，那么它的輸入電阻為∞，輸出電阻為零。Ｒ阻值的大小僅受運放的輸出電壓范圍和輸入電流大小的限制。一種大電流-電壓變換器電路如圖17-3所示。電路中，利用小阻值的取樣電阻Ｒs把電流轉變為電壓后，再用差動放大器進行放大。輸入電流在0.1~

1A范圍內，交換精度為±0.5%。根據該電路的結構，只要選用R1=R2=RF,R3=R4=R5=R6=Rf,則差動放大倍數為Uo

Ii

R7dFR

RK

2(1

Rf

)(

Rf

)由上式可見，R7越小，Kd越大，調節Rw2，可以使Kd在58~274內變化，當Kd

=100時，電流-電壓變換系數為10V/A，運算放大器必須采用高輸入阻抗（107~1012Ω）、低漂移的運算放大器。圖17-3

大電流-電壓變換器電路微電流-電壓變換電路如圖17-4所示。該電路只需輸入5pA電流，就能得到5V電壓輸出。圖中，輸入級CH3130本身輸入阻抗極高，加上因同相輸入端和反相輸入端均處于零電位，進一步減小了漏電流。如果對輸入端接線工藝處理得好，其漏電流可以小于1pA

。第二級CH3140接成100倍反相放大器。根據輸入電流的極性，一方面產生反相的電壓輸出，一方面提供負反

饋，保證有穩定的變換系數。該電路的一個特點在于反饋引出端不是在Uo，而是在100Ω和9.9kΩ電阻中間。按常規的接法，

10GΩ反饋電阻產生的變換系數為1010，即

5pA電

生

0.05V電壓。但是該電路的反饋從輸出電壓的

1/100分壓點引出，將靈敏度提高了100倍。于是，當輸出Uo=5V時，反饋電阻兩端的電壓為50mV，這時僅需電流為50mV/10GΩ=5pA。圖17-4微電流-電壓變換器電路17.2.1負載浮動的U-I變換器一個簡單的U-I變換器電路如圖17-5所示。它類似于一個同相放大器，RL的兩端都不接地。利用運算放大器的分析概念，可得輸出電流與輸入電壓的關系為調節Rw就可以改變輸入電壓與輸出電流之間的變換系數。通常所用的運算放大器其輸出最大電流約為20mA，為了降低運算放大器功耗，擴大輸出電流，在運算放大器的輸出端可加一個三極管驅動電路，如圖17-6所示。該電路的輸入為0~1V，輸出為0~10mA。O1

wI

Ui

R

R17.2

電壓-電流（U-I)變換器圖17-5

簡單的U-I變換器電路圖17-6

帶三極管驅動的U-I變換器電路17.2.2

負載接地的U-I變換器一種負載接地的U-I變換電路如圖17-7所示。該變換器的工作原理與浮動負載U-I變換器的類似。所不同的是，電流采樣電阻R7是浮動的，而負載RL則有一端接地，所以需要兩個反饋電阻R3和R4

。當R1

=R2

，R3

=R4

+R7時，輸出電流為圖17-7

負載接地的U-I變換器電路1

7OiI

R

3UR

R較對于來自傳感器的微弱電壓信號，實現遠距離傳輸是比的。此時，將電壓信號變換為電流信號后再進行長線傳輸，就可得到滿意的效果。圖17-8所示就是一個精度較高的電壓-電流變化器電路。如圖中所示，運算放大器A1A2以及有關元件一起組成差動放大器，其共模和差模輸入阻抗高大109Ω，

A1和A2經過選配，可獲得很低的溫度漂移和很強的共模抑制能力。放大倍數在34~200之間連續可調。運算放大器A3以及周圍元件組成一個高精度的壓控雙向電流源。當Ui

=0時，A3的輸入也為零，達到平衡，其靜態電流在Rb上產生壓降，給四只晶體管提供一定的偏差。當A3的輸入端出現差動信號時，其正、負電源線上的兩個電流就不相等，二者朝相反方向變化，從而使復合管

V1V2

、V3V4的電流也朝相反的方向變化，這兩個電流的差值就是輸出電流Io。從復合管的發射極取出負反饋信號給As，不僅提高了輸出電流Io的穩定性，而且抑制了共模信號對輸出的影響。采用復合管可提供很大的負載電流，負載既可直接接地，也可浮動，并且能帶動多個負載同時工作。圖17-8

高精度U-I變換器電路電。直流輸出電壓Uo可用下式表示：式中Um是被測交流電壓的峰值。但是從圖17-10所示硅二極管的正向伏安特性可以看出，用硅二極管進行半波整流時，如果Um

<0.5V，則輸出電壓Uo

≈0。顯然，該電路不能把峰值在0.5V以下的交流電壓轉換成直流電壓。OU

Umπ交流電壓-直流電壓（u-U)變換器把交流電壓變換成直流電壓亦稱AC-DC變換。圖17-9是使用二極管的整流電路，利用半波整流把交流電變成直流17.3

交流電壓（電流）-直流電壓變換器圖17-9簡單整流電路

圖17-10

硅二極管的正向伏安特性為此，可采用圖17-11(a)所示的由運算放大器構成的線性整流電路。這時，Um與Uo呈線性關系，如圖17-11(b)所示。實際應用中17-11(a)所示電路的輸出端對地還要接濾波電容，使輸出電壓Uo平滑。圖17-11由運算放大器構成的線性整流放大電路使用運算放大器的整流電路；修正后的硅二極管正向伏安特性曲線。如果要測量輸入正弦波的有效值，還需增加一級放大器并能對放大器的增益進行調整，以便對輸入正弦波的有效值進行校準。圖17-12所示就是一種實用的電路。該電路是由半波整流電路和平均值-有效值轉換器構成的線性變換電路。考慮到下級是反相放大器，圖中V2的輸出即R5的輸入是負半周整流波形。20μF電容起平滑作用，使輸出得到直流。與R7相串聯的電位器Rw用來調整，可使平均值等于有效值。輸出端將得到與交流電壓的有效值相等的直流電壓輸出。圖17-12

實用交流電壓-直流電壓變換電路交流電流-直流電壓（i-U)變換器i-U變換即把交流電流變換成直流電壓，可按照圖17-13所示的方框圖進行。圖17-13

i-U變換器方框圖把電阻值變換成直流電壓的一種電路如圖17-14所示。U

x與電阻Rx有如下關系：電源電壓Es和分壓電阻Rx均為定值，于是電阻Rx就可變換成直流電壓Ux

，但是Ux與Rx呈非線性關系，實際中很少采用。圖17-15是使用運算放大器的R-U變換電路。該電路為反相比例放大器，其輸出電壓Uo為Es和Ri均為定值，于是電阻Rx就可轉換成直流電壓UO

，且UO與Rx成正比關系。但是，連接Rx的a，b兩端均對地浮置，易受干擾，這就是該電路的缺點。xsU

R

xERS

RxoxiRU

Es

R17.4

電阻-電壓（R-U或Ω-U)變換器如果使用恒流源進行R-U變換，如圖17-16所示，就能取得很好的變換效果。因為無論Rx的阻值如何變化，流過Rx的電流Io恒定，于是有圖17-14電阻分壓式R-U變換電路圖17-15使用運算放大器的R-U變換電路Ux

Io

RxUx與Rx成正比，且圖中b端可以接地。圖17-16

使用恒流源的R-U變換電路圖17-17

用運算放大器作恒流源的變換電路圖17-17所示是利用運算放大器做恒流源的一個例子。這里介紹一種C-U實用電路。它由ICM7556（國產型號有CC7556、5G7556）雙時基集成電路和阻容元件構成，如圖17-18所示。該電路有5個電容檔：200pF、2nF、20nF、200nF、2μF。A1、A2是7556

的兩個完全相同的單時基電路。A1和R1

、C1組成多諧振蕩器。由于未接定時電阻，所以振蕩脈沖的占空比q1接近100%，振蕩頻率fo=90Hz，周期T=0.011s，A1的輸出送至A2觸發端。A2和R2

~R6

、電容Cx組成單穩態觸發器。例如，對200pF檔，A2輸出的脈沖寬度為xt

R

C

ln

3

10

106

C

1.1

1.1107

Co

2

x

x17.5

電容-電壓（C-U）變換器圖17-18C-U變換電路因為Cx與q2成正比，而q2又與A2輸出電壓的平均值有關，所以，的值就代表著Cx的大小。如圖中所示，如果接上數字面板表還可直接顯示Cx的值，而Rw1、Rw1分別用來調節滿量程和零點。0.011q

to

1.1107

Cx

100%

109

C2

x1T00%9

12即Cx

q2

10

1000q2

10

1000q2

(

pF

)當q2

0.1%時，Cx

1pF；當q2

20%時，Cx

200

pF。A2輸出的脈沖占空比為：U

oU

o

VFC是輸出信號頻率正比于輸入信號電壓的線性變換裝置，其輸出函數可表示為fo=KUiFVC是輸出信號電壓正比于輸入信號頻率的線性變換裝置，其傳輸函數可表示為Uo=Qfi由于集成U-f與f-U變換器不需要同步時鐘，因此，其成本比A/D（模數轉換器）和D/A（數模轉換器）低得多。與計算機連接時，特別簡單。另外，電壓模擬量經U-f變換成頻率信號后，其

能力大為增強，故非常適用于遠距離傳輸，在系統以及噪聲環境下，更顯示出它的使用必要性。目前，U-f與f-U變換器有模塊式（混合工藝）和單片集成式（雙極工藝）兩種。通常，單片集成式是可逆的，即兼有U-f與和f-U功能，而模塊式是不逆的。17.6

電壓-頻率（U-f)變換器（簡稱VFC）和頻率-電壓（f-U)變換器（簡稱FVC）

單片集成式VFC大致分為超寬掃描多諧振蕩器式和電荷平衡振蕩器式。FVC基本分為脈沖積分式和鎖相環式。VFC和FVC電路都可以用運算放大器加上一些元件組成。然而由于目前單片集成式VFC、FVC

和模塊式VFC、FVC組件已大量商品化，它們只要外接極少元件就可構成一個高精密的VFC和或FVC電路。如國產5GVFC32、BG382等及國外產AD6508、LM131/231/331等。對于理想的VFC和FVC，K、Q應該為常數，特性應該為通過原點的直線，但實際上會出現非線性誤差。模塊式VFC常采用恒流恢復型，FVC采用精密電荷分配器和積分平均電路。壓頻轉換

LM331LM331是一種簡單、廉價的VFC單片式集成電路，它的特點是：最大線性度為0.01%；雙電源或單電源工作；脈沖輸出與所有邏輯形式相容；最佳溫度穩定性的最大值為±50×10-6/℃；低功率消耗，5V以下的典型值為15mV；寬的滿量程頻率范圍：1Hz~100KHz。LM331的封裝及引腳排列如圖17-19所示。圖17-19

LM331的封裝及引腳排列LM331的電原理圖如圖17-20所示，它包括一個開關電流源、輸入比較器和單脈沖定時器。電壓比較器將正輸入電壓Ui(7腳）與電壓Ux比較：若Ui大，則比較器啟動單脈沖定時器，定時器的輸出將同時打開頻率輸出晶體管和開關電流源，周期為t=1.1RtCt，在這個周期中，電流i通過開關電流源向電容CL充電，電荷為Q=ixt，當充電使Ux大于Ui時，電流i被關斷，定時器自行復位。圖17-20

LM331的電原理圖此時，1腳無電流流過，電容CL上的電荷逐漸通過RL放掉。直到Ux等于Ui以后，比較器將重新啟動定時器，開始另一個循環。輸入電壓Ui越大，定時器工作周期越短，輸出頻fo越高，且fo正比于Ui

。LM331典型應用如圖17-21所示。圖17-22精密VFC電路LM331構成的精密VFC電路如圖17-22所示。電路中標有*的元件穩定性要好，標有**的元件，對

Us=8~22V，元件阻值用5kΩ或10kΩ，而對Us=4.5~8V

，電阻必須是10kΩ。A1應選用低失調電壓和低失調電流的運算放大器。LM331也可方便地用于頻率-電壓變換器（FVC），如圖17-23所示。電路中fi的輸入脈沖經C-R網絡微分，其6腳上的負沿脈沖引起輸入比較器輸出，觸發定時電路動作，使輸出Uo為一脈動直流電壓，該電壓的大小正比于輸入信號的頻率fi

。圖17-23精密FVC電路U-H變換器是用來將電壓信號變換為脈沖寬度信號的變換器。變換后輸出的脈沖周期T是固定的，而脈沖寬度H隨輸入電壓信號而變化，兩者呈線性關系。U-H輸出的脈沖信號的直流分量與輸入電壓成正比關系，因此，只需簡單的RC濾波電路即可復現原模擬電壓信號。U-H變換器輸出的脈沖信號可以很方便地驅動發光器件，進而完成光電

。下面結合圖17-24所示的U-H變換器原理電路，介紹它的工作情況，該電路由三角波發生器、比較器及輸出級三部分組成。三角波發生器由具有正反饋的運算放大器A1及阻容元件R4、C組成。17.7

電壓-脈寬（U-H)變換器WUT

U1

UR2R1

R2圖17-24

U-H

變換器原理圖若設起始時A1輸出為正方向限幅電壓Uw，它一方面通過R1、R2正反饋電路使A1同相端的電壓為同時，Uw通過R4對電容C充電，是UF（=UC）逐漸增大。A1實質上一個比較器，當UF=U1時，A1翻轉，輸出由正向限幅電壓突變為負向限幅電壓-Uw

，同相端的電壓變為1

2WT

2U

U

UR2R

R與此同時，電容C通過R4放電，使UF

（

=UC

）逐漸減小，當UF

=U2時，A1

再次翻轉，輸出由-UW

又跳回UW

，UT由U2跳回U1

，UW又開始向電容C充電。如此循環，形成自激振蕩，在三角波發生器輸出端（即電容C兩端）得到峰值為W

R

2UR1

R2的近似三角波電壓。三角波發生器的各點波形（UO1，UT，UC）如圖17-25所示。圖17-25

三角波發生器各點波形圖輸出的三角波實際上是由電容C充、放電的指數曲線交替組合而成的。因為充電與放電回路相同，充電及放電電壓對稱于零點。所以充、放電的持續時間相同，均為振蕩周期的一半，要計算三角波的周期T，只需計算其中的一個放電過程然后乘以2即可。根據RC電路瞬態過程的分析可得c

c

c

cc

1R4CU

(t)

U

()

U

(0

)

U

()

te

τU

(0

)

Uw

R

RU

(t)

U

U2

U

ecw

w

w

R

R1

2

R

已知τ

R4

C,當t

0時，即放電過程剛開始瞬間R21

2