(19)中民國家知識(43日(21)申請號(43日

(10)申 號CN102027668(2260/991,5442007.11.3012/032,9102008.02.18PCT/US2008/085086PCT申請的數WO2009/073582EN

H02M7/49(2007.01)H02M7/493H02M7/497(71)地址新澤西(72O·S·(74)專利機構立方知11225權利要求書3頁說明書20頁附圖28(57)CN102027668有其它逆變器輸出的多相電流異相的多相電流。CN102027668CN102027668CN102027668權利要求1/3電功率轉換系統，該系統包括：多個調節電流源逆變器，每一調節電流源逆變器具有用于產生多相交流輸出的多個開關裝置，多個不穩定直流源向每一調節電流源逆變器提供輸入功率，每一調節電流源逆變器的多相交流輸出與電功率電網的電壓同步工作，每一調節電流源逆變器中的多個開關裝置的換向按序進行以從多個調節電流源逆變器中的每一逆變器產生多相交流輸出用于對來自所有調節電流源逆變器的多相交流輸出電流進行相移的至少一變壓器，用于產生注入電功率電網的三相電流，三相電流具有多級波形，隨著調節電流源逆變器的數量的增加而使多級波形的總諧波失真減少。流電流調節器的組合以調節來自每一調節電流源逆變器的多相交流輸出電流，直流電流根據權利要求1流電流調節器的組合以獨立于來自一個或多個不穩定直流源的瞬時電流輸出水平調節來自每一調節電流源逆變器的多相交流輸出電流，直流電流調節器在每一調節周期中包括單脈沖或多脈沖調節。根據權利要求1流電流調節器的組合以獨立于來自向每一調節電流源逆變器提供功率的每一不穩定直流源的瞬時電流輸出水平在向每一調節電流源逆變器提供功率的每一不穩定直流源的最大功率點調節來自每一調節電流源逆變器的多相交流輸出電流，直流電流調節器在每一調根據權利要求1電流調節器以保持每一不穩定直流源的最大功率點時的輸出，每一調節電流源逆變器還包括遞降直流電流調節器以調節來自每一調節電流源逆變器的多相交流輸出電流，遞降直流電流調節器在每一調節周期中包括單脈沖或多脈沖調節。ΔΔ-YY形初級繞組。至少一變壓器為具有分支YY形初級繞組的單一變壓器。根據權利要求1的電功率轉換系統，其中多個調節電流源逆變器的數量包括四Y形次級及曲折Y形初級繞組、雙ΔΔCN102027668CN102027668權利要求2/3Y形次YΔΔ根據權利要求1的電功率轉換系統，其中多個調節電流源逆變器的數量包括八個，及至少一變壓器為四個相移變壓器，來自八個調節電流源逆變器的每四分之一的多相交流輸出排他地連接到四個相移變壓器之一的次級繞組。包括步驟：將每一不穩定直流源的輸出連接到多個調節電流源逆變器中的每一逆變器的輸入；器產生多相輸出，來自每一調節電流源逆變器的多相輸出與來自所有其它調節電流源逆相輸出連接到電功率電網；及根據權利要求13降直流電流調節以獨立于每一不穩定直流源的瞬時輸出保持來自每一調節電流源逆變器的多相電流輸出恒定，恒定的多相電流輸出代表每一不穩定直流源的最大功率點。根據權利要求15的方法，還包括步驟：產生單或多脈沖遞升或遞降直流電流調節根據權利要求13直流電流調節，所述方法還包括在將每一不穩定直流源的輸出連接到每一調節電流源逆變器的輸入之前通過遞升直流電流調節對每一不穩定直流源的輸出進行調節的步驟以將每一不穩定直流源的輸出保持在最大功率點。步驟：將每一不穩定直流源的輸出連接到多個調節電流源逆變器中的每一逆變器的輸入；器產生多相輸出，來自每一調節電流源逆變器的多相輸出與來自所有其它調節電流源逆將來自每一調節電流源逆變器的多相輸出連接到具有三相輸出的相移變換網絡，三相輸出連接到電功率電網；及CN102027668CN102027668權利要求3/3根據權利要求19直流電流調節，所述方法還包括在將每一不穩定直流源的輸出連接到每一調節電流源逆變器的輸入之前通過遞升直流電流調節對每一不穩定直流源的輸出進行調節的步驟以將每一不穩定直流源的輸出保持在最大功率點。多相電網同步調節電流源逆變器系[0001]dc率電網的適當質量的交流(ac)電功率的裝置和方法。[0002]電功率的非傳統備選源可構造為電池如光伏或電池以跨勢差產生dc電流。1102100，每一光伏模塊包括多個電學上互連的光伏電池。盡管圖1中示出了三列“n”行(其中n可以是任何正整數)結構，但光PVAPVA為dc1+DC和-DC2中所示。PVA的電壓和電流容量是入射在光伏電池上的日光及光伏電池周圍的溫度(現場參數)的函數。另外，PVAdc輸出電壓的量。120a-120e中的每一曲線表示，對于特定類型的光伏電池和/或現場參數，PVA輸出電流相對于PVA輸出電壓120a12OePVAPVA輸出電壓變化的對應變120a-12Oe所示，隨著輸出電壓增加，電流輸出逐漸減小，直到對于給PVA的最大容量為止。在每一電流曲線中的該點處，電PVA120a12OePVA輸出功率隨電壓輸出增加到定義為“最大功率點”(MPP)的點，在圖2中該點由虛線MPP和每一功率曲線的交叉確定，然后PVA輸出功率快速下降。因此，功率產生PVA的所希望的最佳運行點為MPP點。[0003]PVA表示輸出穩定性方面具有一定程度的不可預見性的直流源，因為輸[0004]PVAPVA站”，如由一組光伏陣列和直流-交流功率轉換器形成的光伏(能)發電場，可具有從幾千瓦到數百兆瓦的電輸出容量。能發電場優選建立在具有充裕日光的區域，如山區和沙漠。能發電場也可建立在高容量功率用戶的屋頂上，如冷凍設備、工[0005]3130123456)。開關模式電壓源逆變器中使用的開關裝置可以是任何類型的可控制的單向傳導半導體裝置，例如雙極結型晶體管(BJMF)、絕緣柵雙極管管管)。每一開關裝置1-6)100。dc(關)狀態而進行調制，使得逆變器輸出電流在通過交流低通濾波器132之后將接近理想134輸出與電網92并將逆變器輸出電壓水平變換為電網電壓水平。提供給電網的電流饋給Rload，因此減少通過電網阻抗ZlineVac的負擔。[0006]4(a4(c34(a14010005000142表示的正弦參考信號比較，該參考信號與逆變器輸出相電壓同步。這些波形圖示了一相如相A，另兩相即相BC一樣但相移正和負120度。[0007] +DC1C21W2)144)。]為了適當的運行，A相、B和C壓n、bn和)。A電壓時，參考正弦信號的振幅降低到低于峰值鋸齒電壓及改變電壓，從圖4(c146A直流輸出電壓下降到低于峰值相電壓時，逆變器控制不能補償低水平的直流，及逆變器輸出電流的總諧波量變大使得逆變130[0009]開關裝置SW2和SW3以類似的方式進行控制，但正弦波控制信號相較針對相A的控制信號移位正120度，使得逆變器輸出產生移位正120度的相B 流；類似地，對于開關裝置SW4和SW5，正弦波控制信號相較針對相A的控制信號移位負120度，使得逆變器輸出產生移位負120度的相C [0010]SW1SW6載量和功耗的高速半導體裝置。開關損耗是可由該類型的逆變器轉換的功率量的限制因陽能功率轉換器中廣泛使用，但它們太小以至于不能成功地在大能發電場客戶需要[0011]上面的三相開關模式電壓源逆變器的描述可以各種開關方案進行實施，這些方案基于逆變器開關裝置的剛性直流電壓輸入和高頻換向。[0012]本發明的目標之一是用多相調節電流源逆變器轉換來自多個通常不穩定直流源的直流電功率，前述電流源逆變器具有多相變換的輸出，這些輸出產生具有減少的總諧波失真的交流輸出電流以注入電功率電網。 包括用于從每一逆變器產生多相交流輸出的多個開關裝置。多個直流源中的每一直流源向每一調節電流源逆變器提供輸入功率。每一調節電流源逆變器的多相交流輸出與電功率電網的電壓同步工作。每一調節電流源逆變器中的多個開關裝置的換向按序進行以從多個調節電流源逆變器中的每一逆變器產生多相交流輸出電流。提供用于對來自所有調節電流源逆變器的多相交流輸出電流進行相移的至少一變壓器以產生注入電功率電網的三相電流。三相電流具有多級波形，隨著調節電流源逆變器的數量的增加，其展現減少的總諧波失真。在本發明的一些例子中，電流調節是每一調節電流源逆變器中包括的遞升和遞降電流直流調節的組合。在本發明的其它例子中，遞升調節可在多個不穩定直流源中的每一直流源處進行，而遞降調節包括在每一調節電流源逆變器中。[0014]另一方面，本發明為將單位交流電功率從多個不穩定直流源注入電功率電網的方法。多個不穩定直流源中的每一直流源的輸出連接到多個調節電流源逆變器的輸入。通過順序對每一調節電流源逆變器中的多個開關裝置進行換向而從每一調節電流源逆變器產生多相輸出。來自每一調節電流源逆變器的多相輸出與來自所有其它調節電流源逆變器的相應多相輸出異相。來自所有調節電流源逆變器的多相輸出連接到具有三相輸出的相移變換網絡，三相輸出連接到電功率電網。調節從每一不穩定直流源到每一調節電流源逆變器中的逆變器部分的直流以在相移變換網絡的三相輸出處產生實質上恒定的梯狀波形電流從而注入電功率電網。[0015] 進一步發明： 用輸出功率的分支Y變換。 使用輸出功率的雙重曲折分支Y變換。 用輸出功率的雙多邊形Δ變換。 使用輸出功率的雙重雙多邊形擴展的Δ變換。 用輸出功率的Y-Δ變換。 使用輸出功率的雙重曲折Y-Δ變換。 分的電功率電網。電網包括輸電部分(通常161-765千伏)、中壓輸電部分(通常34.5-138千伏)、配電部分(通常4.16-24.94千伏)、及應用部分(通常120-600伏)。根率提供到(注入)這些工作部分的中的電網內，盡管首選注入電網的配電部分。 在圖中，調節電流源逆變器(RCSI)10的輸入功率來自多個直流源100，對于目前的說明，其為如上所述的PVA100。集總電阻Rdc表示PVA的系列阻抗。RCSI10包括電流及逆變器部分包括單相直流-交流逆變器。逆變器輸出連接到電功率網絡(電網)92，該網絡以集總線路電阻Rline、線路電抗Xline和電網功率源Vac的單線路形式表示。逆變器輸出將功率注入電網以供連接到電網的負載(由Rload表示)使用，從而減少對電網功率源的[0061]CR12a12b34CR12100PVA的輸出電MPP處的穩定性如何，如上所述。當輸入給RCSI12的直100的輸出電壓下降到低于RCSI92CR12a用作遞升電RCSI，該最佳電壓可定義為電網的半周期平均交流線路電壓(E)，如下面的等式所示： [0063]其中E34處)的平均直流電壓輸入，及Vline為RMS線路電網電壓。例如，如果Vline600伏，則從等式(1)可得到最佳電壓E等于540伏。[0064]12a12b處于非活動狀態(即分部12b中的開關SWb閉合)時，圖6中的波形與RCSI10CR部分202電流波形204。在每一調節周期(Treg，等于電網線路電壓周期的一半)期間，圖5中的開關SWa在開關SWa的閉合周期內閉合及在開關SWa的斷開周期內斷開，如圖6中的波形206所示。當開關SWa閉合時，電感器La因如波形208的正斜率區域所示的直流電流增加而提供的能量。當開關SWa斷開時，電感器La中的能量流到電容器Cdc，208電壓水平(點3和4)低于逆變器的最佳直流電壓輸入時，該結構使電感器La能將電容器Cdc充到大于瞬時逆變器輸入直流電壓水平的電壓水平并使PVA100的MPP形成的RCSI10能空比控制，換言之，由電感器La中的能量與從電感器La放電的能量控制。[0065]當遞降直流電流調節器分部12b處于活動狀態而遞升直流電流調節器分部12a處于非活動狀態即分部12a中的開關SWa時，圖7中的波形與RCSI10CR部分212214。在每一調節周期Treg5SWbSWb的閉合周期內閉合及在開關SWb的斷開周期內斷開，如圖7中的波形216所示。當開關SWb閉合時，電感器Lb因如波形218的正斜率區域所示的直流電流增加而提供的能量。當開關SWb斷開時，電感器Lb中的能量流過飛輪二極管Db以控制提供給逆變器14的輸入的直[0066]67SWaSWb的單一換向有關的波形。在本發明的其它例子中，這些開關中的任一或兩個可在單一調節周期中多次換向。盡管每調節周期多次換向可能增加開關損耗，但這樣的操作可使能在特定應用中減小調節器電感器La和Lb的大小(物理及電容量兩方面)，因此導致調節器損耗的凈減 在圖5中，逆變器部分14包括四個開關裝置SW1到SW4。每一開關可以是任何類型的可控制的單向傳導開關裝置，例如但不限于雙極結型晶體管(BJT)、金屬氧化物半導體場效應晶體管(MOSFET)、絕緣柵雙極晶體管( (GTO)、或門極換向晶閘管(GCT)。當開關不是額定用于高反向電壓時，例如BJT、或MOSFET，開關可與阻流二極管串聯連接。在本發明的所有例子中，使用這些類型的開關裝置相較現有技術三相逆變器均具有優點。在現有技術三相逆變器中，三相電流電網饋電的逆變器用在電周期的任何時間期間不能經門控信號斷開的過零硅控整流CR門信號相較時序延遲90-180RSI的輸入的直流源并流入電網。這些現有技術逆變器不能產生與電網電壓同相的輸出電流。同樣，由于延遲的過零門控，逆變器的換向在[0068]SW1SW4SW2SW3SW1SW4SW2SW3閉合以使負極性電流流入電網。電網線路電壓波20221220421467[0069]LaLb14平，這導致逆變器接近的輸出電流，如波形204和214所示。的諧波含量可從下面的等式進行計算：[0070][等式 n＝2·k·φ+1及n＝2·k·φ-1(3a[0073]φ總數，及k為從1到無窮大的整數；在實踐中，當下一諧波對前一諧波計算的總失真值只有可忽略的增加時選擇k的最大值。圖8為由來自圖5的單相RCSI10的輸出電生的奇次電流諧波的相對量值分布的柱形圖示(其中φ等于1，及n3、5、7、9、11、13...95、97397 失真(THD)值百分比量化： [0076]電流波形具有48％的THD值，這對于注入電網而言太大，尤其在配電和應[0077]參考圖5，在本發明的一些例子中，如果在連接到RCSI10的輸入的多個直流源中的每一直流源的輸出處提供遞升電流調節器，則可從RCSI10去除遞升電流調節器(CR)分部12a。即，如果有多個直流源100并聯連接到修改后的沒有遞升電流調節器的RCSI的輸入，則它們直接連接到遞降電流調節器(CR)分部12b的輸入。圖44為本發明當有兩個修改后的調節電流源逆變器11a和11a′時的備選方案的一個例子。多個直流源10O1到10On(其中n為正整數)中的每一直流源在每一直流源的輸入給修改后的RCSI11的輸10OnRCSI11a′的輸出處具有遞升電流調節器(分別為12a1′到12an′)。每一修改后的調節電流源逆變器僅具有遞降電流調節器(12b或12b′)。對于該備選方案，在多個直流源中的每一直流源的輸出處與由多MPP具有電壓均衡。本發明的該備[0078] [0080]9RCSI11逆變器部分15輸出三相功率，該三相功率在注入電網之前在變壓器70中經歷Y-YRCSI1212a和遞降直流電流調節器分部12b，其自多個直流源100提供電流并將調節的直流電流輸出給三相逆變器15的輸349ABC70的集總線路阻抗Zline和電網功率源Vac示意性地表示。提供給電網的電流饋給負載93，負載連接到電網并由集總負載電阻Rload示意性地表示。一個或多個可選的有源濾波器94可直接連接到電網以在由從RCSI注入的輸出電生的諧波電流的相反相注入高頻電流。[0081]10的波形與9所示RCSI11222、224和226表示。915，這些波形對應于在變7070aXYZ的相電壓。SW1-SW6ABC與電網相電壓X、Y和Z同步。當電網相電壓為正時，適當數量的奇數的開關裝置(SW1、SW3、SW5)閉合，及適當數量的偶數的開關裝置(SW2、SW4、SW6)斷開。相反，當電網相電壓為負時，適當數量的偶數的開關裝置閉合，及適當數量的奇數的開關裝置斷開。輸出RCSI11Treg3)等于一個紋波周期或電網周期(即電網頻率的倒數值)的可從下面的等式確定： [0084]EVlineRMS7070b上的Vline24005可得出最佳電壓E3240[0085]1267當直流源100的輸出電壓在寬范圍變化時，例如如果直流源為PVA且入射在PVA上的日RCSI的輸出提供給電網。波形230示23215(34處)的直流輸入電流的[0086]112342369RCSI11出電壓和電流。236ABCXY或Z中分別由波形222、224226表示的相應電網相電壓同步。[0087]70b23670aX、YZX、YZ67204214THD值。129的三相RCSI11的輸出電生的奇次諧波的相對降低的量值分布的柱形圖示(其中φ等于3，n5、7、11、13、17、19、23、25...9597)。RCSI11輸出電流的THD值可從等式(4)30％。[0089]RCSI系統的功率產生容量由逆變器開關的電流額定值確定。例如，開關類型可以是額定3300伏及最大電流額定值為1200安培的。在該例子中，24003240RCSI3.6[0090][0091]13示出了本發明的多相電網同步調節電流源逆變器系統的另一例子，其中六RCSI系統使其輸出連接到具有分支Y形次級繞組的變壓器72。六相RCSI系統包括兩個三相調節電流源逆變器11和11′，每一逆變器連接到變壓器72的六相次級繞組。第RCSI111215，RCSI11提供100。15ABC72次級繞組的A、BC13RCSI11′包括直流電流調節器部分12′和三相逆變器部分15′，具有向RCSI11′提供輸入直流功率的多個100′。15′RST72RS和T端子。為實現給兩個逆變器的直流電壓輸入均衡，直流源100和100′的輸出并聯連13中所示。72Y9所述類似的方式連接到三相電網92和負載93，包括可選地增加有源線路濾波器。本發明的六相RCSI系統中使用的每一三相RCSI9RCSI類似。[0092]14YRCSI系統的輸出建立的電壓的量值和相對相位關系的矢量組圖。為方便起見，在所有矢量組圖中，用于標記電壓矢量名法與對應的示意圖中用于表示逆變器輸出、電網相位和變壓器繞組名法相同；正組圖示出了電壓矢量R、S和T分別相對于電壓矢量A、B和C30ABC滯后電網電壓XYZ15度，而電壓矢RST超前電網電壓矢量X′、YZ15度。 72P1P2P3中的每一個卷繞72Y11根據組成每一繞組的導體的相對匝數，這些繞組中的三個稱為“長”繞組而其余六個稱2.731.0Y形連接。149稱為長矢量，及這些矢量中的六個稱為短矢量。長和短矢量之間的量值比同樣約為[0094]關于矢量A和R，次級長干繞組S1與初級繞組P1平行。因此，繞組S1和P1卷繞在共同的磁芯周圍。級分支短S4與初級P3平行。因此，繞組S4P3卷繞在共同的磁芯周圍。級短繞組S5與初級繞組P2平行。因此S5P2卷繞在[0095]14，S4和S1共計矢量A(表示相A電壓)，其滯后矢量S115R彼此位移30度，而這些矢量中的每一個相對于干電壓矢量X′分別滯后和超前移位15[0096]類似地，電壓矢量B和S相對于干電壓矢量Y15電壓矢量CT相對于干電壓矢量Z′分別滯后15的來說，由于干和電網相一致，從RCSI11輸出的三相電流A、B和C滯后電網相電壓15度，及從RCSI11′輸出的三相電流R、S和T超前電網相電壓15度。[0097]141372[0099]11SW1-SW6ABC同步，而逆變器部11SW1SW6′R、ST同步。來自逆變器對的輸出電流求和并變換到變壓器72的初級繞組，線路電壓和電流之間沒有相移。[01001523824013RCSI系統的瞬時交流輸出電壓和電流。240XYZ中的相電流的表示，與電X、YZ238表示的相應相電壓同步。[0101]16Y72RCSI系統輸出的電流的諧波含量的相對量值分布。電流諧波從等式(2)進行計算，其中φ6及n等于針對RCSI系統定義的整數系列：11、13、23、25...9597。六相RCSITHD可從等式(4)計算為小于15％。[0102]RCSI系統的功率產生容量由逆變器開關的電流額定值確定。例如，開關類型可以是額定3300伏及最大電流額定值為1200安培的。在該例子中，24003240RCSI7.2瓦的功率。由于開關中的低開關損耗，六相RCSI系統中的逆變器對的效率約為98.5％。直流電流調節器中使用的電感元件是電損耗的主要貢獻者。使用包溫超導體(HTS)元件的配線用于電感元件的繞組可降低這些損耗，適當總的系統效率超過99％。HTS元件也可用于本發明的任何其它應用中的電感元件的繞組。 RCSIY74RCSI系統可用于以更低的THD值提供比上述六相RCSI系統所實現的輸出功率更大的輸出功率。九相有向RCSI1110015A、BC連74A、B和C17RCSI11′1215RCSI11′提供輸入RSTRCSI11″包括直流電流調節器部分為實現給所有逆變器的直流電壓輸入均衡，直流源100、100100″的輸出并聯連接9293RCSI系RCSI9RCSI類似。[0105]1774尖叉繞組S4、S5和S6從相干繞組S1延伸。類似地，尖叉繞組S7、S8和S9從相干繞組S2S10S11S12S3S4、S6、S7、S9、S10S12中的每一個約具有相同比約為4.541.0。[0106]18中的矢量圖，矢量S4和S1共計矢量A(表示相A電壓)，其滯后矢量S115S6和S1RR電壓)，其超前矢量S115度。矢為相對于電網干電壓成-15度、0+15度的相。+15CWTZ150+15總的來說，由于干和電網相一致，從RCSI11輸出的三相電流A、B和C滯后電網相電壓15度，RCSI11′RST15UVW[0108]181774[0110]11SW1-SW6ABC同步，而逆變器部11SW1SW6RST11″中開關SW1″-SW6″的控制與相電壓U、V和W同步。來自三個逆變器的輸出電流求和并變換到變壓器74的初級繞組，相電壓和電流之間沒有相移。[01111924224417RCSI系統的瞬時交流輸出電壓和電流。244XYZ中的相電流的表示，與電X、YZ242表示的相應相電壓同步。[0112]20Y74RCSI系統輸出的電流的諧波含量的相對量值分布。電流諧波使用等式(2)進行計算，其中φ9及n等于針對九RCSI系統定義的整數系列：、、、、、、、、91。九相RCSITHD(4)9.5％。[0114] 圖21示出了本發明的多相電網同步調節電流源逆變器系統的另一例子，其中十RCSI11a11b11c11d)，每一對逆ABCRST76a76b的次級繞組，其具有分支Y形次級繞組和曲折Y形初級繞組。十二相RCSI系統可用于以更低的THD值提供比上述RCSI系統所實現的輸出功率更大的輸出功率。十二相RCSI系統包括四個三相調節電流源逆變器11a、11b、11c和11d，每一逆變器可與圖9RCSI類似。多個直100a、100b、100c100d連接到每RCSI21現給所有逆變器的直流電壓輸入均衡，直流源100a-100d2111a11b76a的次級繞組，及逆變器對11c11d的輸出連接到第二六相變壓器76b的次級繞組。每一變壓器的初級繞組安排P1P2P3具有延伸的較短繞組，較短繞組的相方量P3180，因此，對應的繞組P3和P4反繞在同一磁芯堆上。繞組P1與P4的匝數4.921.0，P1X7.5A電網相X22.5B電壓(由矢量B表示)由矢量S2和S6的和形成，及相B電壓將滯后電網相Y電壓7.5度，而逆變器輸出相S電壓(由矢量S表超前逆變器輸出相B30度，因此超前電網相Y電壓(Y22.5逆變器輸出相C矢量C表示)由矢量S3和S8的和形成，及相C電壓將滯后電網Z7.5TTC30ZZ)22.5[0117]2276b21器76b如下表中所示的共芯繞組結構。[0119]2276aP1和P4共計矢量XX電壓)。矢量P4與矢量P2180，因此，對應的繞組P2和P4反繞在同一磁芯堆上。繞組P1與P44.921.0，P1X7.5度。A電壓A表示)S1和S4的和形成的次級分支，相AX22.5度。逆變器輸出相RR表示)超前逆變器輸出相A30度，因此超前電網相X7.5。似地，逆變器輸B矢量B矢S表示)超前逆變器輸出相B30度，因此超前電網相Y電壓(由矢量Y表7.5CCS3S8C電Z22.5TTC30ZZ7.5[0122]RCSI系統的每一輸出相，注入到每一電網相的電流是四個電7.522.5RCSI系統輸出電流波THD值通常小3％RCSI系統包括兩對三相調節電流源逆變器，每對連接到具YY形變壓器，使得可注入電網的功率量RCSI系統所獲得的四倍，同時降低電流THD值。[0123]24YYRCSI系統輸出的電流的諧波含量的相對量值分布。電流諧波使用等式(2)進行計算，其中φ等于12及n等于針對十二相RCSI系統定義的整數系列：23、25、47、49、71、73、9597RCSITHD(4)7％。[0124]221[0125][0126]25RCSI1111ABCRST78的雙Δ78具有Δ形初級繞組。第一三相RCSI11包括直流電流調節器部分12和三相逆變器部分15，具有向RCSI11提供輸入直流功率的多個直流源100。RCSI11′包括直流電流調節器部分12′和三相逆變器部分15′，具有向RCSI11′提供輸入直流功率的多個直流源100′。為實現給兩個逆變器的直流電壓輸入均衡，直流源100和100′的輸出并聯連接在一起，如圖25中所示。變壓器78的Δ形初級繞組以與上面結合圖9所述類似的方式連接到三相電網9293，包括可選地增加有源線路濾波器。本發明的六相雙ΔRCSI系統中使用的每一三相RCSI9RCSI類似。[0127]267815A、BCdeltasec1Δ2615′RSTdeltasec2Δ2626deltasec1XYZΔdeltapri15deltasec2[0128]關于變壓器78的繞組安排，次級長(大的繞組匝數)繞組S4和短(小的繞組匝數)繞組S3與初級繞組P1組S5、短繞組S1與繞組P2S6、短繞組S2P3均卷繞在變壓器的第三共同的磁芯堆上。長和短繞組之間的繞組匝數比約為2.731.0[0129]262578[0131]11SW1-SW6ABC同步，而逆變器部78級端子處產生注入三相電網的電流。總計的逆變器輸出電生接近純正弦波的電流波250252[0132]28Δ多邊形次級和ΔRCSI系統輸出的電流的諧波含量的相對量值分布。電流諧波從等式(2)進行計算，其中φ等于6及nRCSI11、13、23、25...9597。RCSI系THD值可從等式(4)15％。[0133]225相RCSI系統的功率產生容量可計算為7.2兆瓦。[0134][0135]29示出了本發明的多相電網同步調節電流源逆變器系統的另一例子，其中十RCSI11a11b11c11d)，每一對逆ABCRST80a80b的次級繞組，其具有雙Δ多邊形次級繞組和延長Δ形初級繞組。十二相RCSI系統可用于以更低的THDRCSIRCSI系統包括四個三相調節電流源逆變器11a、11b、11c和11d，每一逆變器可與圖9中所示的三相RCSI類似。100a、100b、100c100dRCSI29100a-100d的輸出并聯連接在29中所示。11a11b80a的次級繞11c11d80b的初級繞組安排為延長Δ結構，其中每一主初級繞組P1、P2和P3具有延伸的較短繞組，較短繞組的相方向與相關主初級繞組的相方向相同。變壓器80a和80b的延長Δ形初級繞組連接到三相電網92和負載93，與上面結合圖9所述的類似，包括可選地增加有源線[0136]3080a80b80a80b的相應繞組中建立的電壓。考矢量組圖80a，矢量P1和P4共計矢量X示電網相X電壓)。矢量P4與矢P1、S3和S4同相，因此，對應的P1和P4和次S3和S4均卷繞在同一磁芯堆上。繞組P4的伸長端連接到電網相X。選擇繞組P1與P4的匝數比使得次級多S3S4X7.56.6361.0。由于逆變器輸A連接到次級多邊形A電壓將滯后電X22.5。變器輸出相R電壓超前相A30X7.5A、BCX、YZ22.5R、S和TX、Y和Z7.5度。80b80b的繞組的類似分析表明連接到變壓器80b的次級繞組的逆變器對的逆變器輸出相電壓A、B和C及R、STA、BCX、YZ7.5R、STX、YZ22.5[0141]RCSI系統的每一輸出相，注入到每一電網相的電流是四個電7.522.5RCSI系統輸出電流波RCSI系統包括兩對三相調節電流源逆變器，每對連接到包括雙ΔΔ電網的功率量是一個三相RCSI系統所獲得的四倍，同時降低電流THD值。[0142]32中的柱圖示出了由具有雙Δ多邊形次級和延長Δ初級變換的十二相RCSI系統輸出的電流的諧波含量的相對量值分布。電流諧波使用等式(2)進行計算，其中φ等于12及n等于針對十二相RCSI系統定義的整數系列：23、25、47、49、71、73、9597RCSITHD(4)7％。[0143]229 [0145]33RCSI1111ABCRST分別連接到Δ-Y82。RCSI11包括直流電流調節器部分12和三相逆具有分別連接到Y形次級變壓器繞組S1、S2和S3的逆變器輸出相A、B和C。類似地，第二三相RCSI11′包括直流電流調節器部分12′和三相逆變器部分15′，具有向RCSI11′提供輸入直流功率的多個直流源100′。為實現給兩個逆變器的直流電壓輸入均衡，直流源100和100′的輸出并聯連接在一起，如圖33中所示。第二三相RCSI11′具有分別連接到Δ形次級變壓器繞組S1′、S2′和S3′的逆變器輸出相R、S和T。變壓器82的Y形初級繞組以與上面結合圖9所述類似的方式連接到三相電網92和負載93，包括可選地增加有源線路濾波器。每一三相RCSI可與圖9中所示的三相RCSI類似。 圖34中的矢量組圖示出了變壓器82的相應繞組中建立的電壓。表示與矢量A(表示逆變器輸出相A電壓)同相的電網相X電壓的矢量X也與表示變壓器線路電壓RS的矢量RS同相。因此，變壓器繞組P1、S1和S1′均卷繞在同一磁芯堆上。類似地，表示與矢量B(表示逆變器輸出相B電壓)同相的電網相Y電壓的矢量Y也與表示變壓器線路電壓RT的矢量RT同相；及表示與矢量C(表示逆變器輸出相C電壓)同相的電網相Z電壓的矢量Z也與表示變壓器線路電壓ST的矢量ST同相。因此，變壓器繞組P2、S2和S2′均卷繞在同一磁芯堆上，變壓器繞組P3、S3和S3′均卷繞在同一磁芯堆上。因此，變壓器相電壓R、S和T分別超前電網相電壓X、Y和Z30度，及同樣分別超前變壓器相電壓A、B和C30度。 圖35示出了圖33中所示六相RCSI系統的交流電壓和電流波形。逆變器相A、B和C輸出電流波形260分別與波形258表示的對應相電壓A、B和C同相。變壓器線路RS、ST和TR電流波形264分別與波形262表示的對應線路電壓RS、ST和TR同相。以產生所得的電流波形268，其注入每一電網相并與相應電網相同步。兩個三相逆變器輸出電流波形258和264的求和導致注入的電流波形268具有更接近純正弦波的梯狀。 圖36中的柱圖示出了由具有Y-Δ變換的六相RCSI系統輸出的電流的諧波含量的相對量值分布。電流諧波從等式(2)進行計算，其中φ等于6及n等于針對六相RCSI系統定義的整數系列：11、13、23、25...95和97。該六相RCSI系統的THD值可從等 相RCSI系統的功率產生容量可計算為7.2兆瓦。 [0153]37示出了本發明的多相電網同步調節電流源逆變器系統的另一例子，其中十RCSI11a11b11c11d)，每一對逆A、BCR、ST84a84bYΔYRCSI系統包括四個三相調節電流源逆變器11a、11b、11c和11d，每一逆變器可與圖9中所示的三相