1、 反激電源變壓器設計模塊摘要在功率轉換裝置中，變壓器一般都作為體積、重量最大的組件出現。同樣，對于電力電子系統的整體性能、效率乃至成本而言，變壓器也起著至關重要的作用。在變壓器設計的過程中，由于變壓器各參數之間的相互依存和影響，全局的考慮和方方面面權衡折中是實現設計優化的關鍵。在DC/DC模塊中，反激電路作為輸出隔離的電源產品常用主電路拓撲，其變壓器是實現隔離、功率傳遞的核心之一。在下文中，將以這種電路的變壓器設計為主要內容，闡述設計要點和一般步驟。關鍵詞變壓器 反激 電感 氣隙 匝比 磁芯材料本模塊起草人：趙瑞杰專業術語主要參數：輸入參數電路參數磁芯參數設計參數總視在功率電流密度面積乘積窗口

2、系數轉換效率原邊電流有效值I1有效截面積波形系數工作頻率副邊電流有效值I2窗口面積最大工作磁密輸入電壓U1穿透深度飽和磁密匝比n輸出電壓U2銅損磁芯表面積原邊匝數Np鐵損剩磁副邊匝數Ns平均繞組長度MLT有效平均磁路長度原邊繞組電感氣隙長度每匝平方電感量AL磁芯體積單位體積的磁芯損耗1 來源反激變換器XJ104E-1335的主功率變壓器為例2 適用范圍反激變壓器的一般設計。3 滿足技術指標反激變壓器輸入電壓176 264VDC工作頻率45k Hz輸出電壓5V/8A、±15V/1A最大占空比0.45電源輸出功率70W整機效率83%4 詳細電路圖反激變換器的電路原理圖5 變壓器工作原理簡

3、述反激電路的工作原理以及變壓器的工作特性。反激電路工作原理以及變壓器的工作特性如下：當主開關管Q1導通時，變壓器初級電壓近似為電源電壓，其極性為上正下負，與之對應的變壓器次級電壓為上負下正，此時整流二極管D1反向截止，負載的能量由輸出電容提供。與此同時，流過變壓器初級電感和Q1的電流逐漸上升，此時變壓器相當于一個儲能電感，在開關管導通期間儲存能量。當主開關管Q1截止時，D1正向導通，變壓器將儲存的能量通過整流二極管提供給負載和輸出電容。此時流過D1的電流逐漸下降，假設變壓器工作在能量完全傳遞工作模式（DCM模式），則流過整流二極管的電流會一直下降到零。即每個工作周期變壓器初級電感儲存的能量被完

4、全傳遞到變壓器的次級側。對于能量不完全傳遞工作模式（CCM模式），電壓和電流的波形會有所差別，其工作原理和能量完全傳遞工作模式類似。6 變壓器設計60變壓器概述在對任何變壓器的設計過程中，都會遇到以下的種種限制。首先是功率傳輸（工作電壓乘以最大電流）方面，變壓器次級繞組必須在限定的調整率（一般定義為空載輸出電壓與額定負載輸出電壓的差的絕對值除以額定負載輸出電壓所得到的百分比）下有足夠的能力將能量傳至負載。其次是最低工作效率，這方面取決于變壓器允許的最大功率損耗。另外在特定溫度環境下還有最大允許溫升的要求。除了以上在性能方面的設計限定外，另外還有諸如體積、重量、價格等方面的工程要求。在設計中，依

5、據要求或是手冊，某個設計要求將成為占主導和必須確保因素。影響其他性能的因素將適當折中考慮以期達到最優設計。由于參數間的相互作用和聯系，在一個設計中優化所有參數是不可能的。比如說，如果體積重量是首要考慮的問題，那么由此而采取的高頻變壓器，其損耗劣勢將會自然凸現。當頻率要求不能過高時，為了減小體積重量，勢必選用更高效率的磁性材料，那么我們又將直面價格問題。折中和權衡直接影響設計結果。需要考慮的設計參數之間的聯系見下圖表述。 變壓器的傳輸功率對于設計來說是一個重要參數，視在功率作為功率處理能力的指標，其大小對于變壓器的幾何形狀和尺寸大小起決定作用，由于功率變壓器處理初級輸入和次級輸出的功率，所以定義

6、視在功率。的大小在2到2.828倍的輸入功率間變動，具體數值取決于變壓器電路的結構類型。例如對于有中間抽頭繞組變壓器原邊電流連續的情況，其功率要乘以1.414的系數。而對于電流不連續的變壓器情況，其視在功率，視在功率和滿足=，=；、分別為變壓器原副邊電壓和電流的有效值，有；與模塊輸入功率和輸出功率的簡單相加不相等。效率方面，變壓器的效率定義為輸出功率和輸入功率的百分比，輸入功率包括輸出功率、鐵損和銅損，由于銅損大小可以近似為與輸出功率的平方成正比，對該式求導數，可以推導，當銅損=鐵損的時候，效率最高。面積乘積AP以及窗口面積、窗口系數、有效截面積、MLT、電流密度的確定能確定諸如變壓器表面積、

7、體積、重量、溫升等特性，但是要在效率和尺寸間作出優化，選擇磁芯材料就是要考慮的重要因素了。磁芯材料的選擇要根據磁芯的工作狀態，在電力電子變換器中，磁芯的工作狀態有三類： 雙向磁化是第一類工作狀態，其外加激勵電壓是純交變量，代表電路是推挽電路。這類工作狀態的磁芯要求高BS，高導磁率，低損耗。第二類工作狀態其磁芯單向磁化，傳遞單向脈沖的變壓器，其外加激勵電壓一般是單向矩形脈沖，代表電路是單端正激電路、脈沖變壓器、驅動變壓器等。這類工作狀態的磁芯要求高BS，低Br，高導磁率，低損耗。第三類工作狀態其磁芯也是單向磁化，但繞組流過較大的直流分量，并疊加一個小的交變分量。為了使磁芯不飽和，一般加有氣隙。代

8、表電路是直流濾波電感、儲能電感、平波電抗器等。這類工作狀態的磁芯要求高BS，恒導磁范圍寬，低損耗。高頻變壓器磁性材料選擇的標準為高初始磁導率i、低矯頑力Hc、高飽和磁感應強度Bs、低剩磁Br、高電阻率和高居里溫度點。磁導率高，變壓器工作時勵磁電流就小；矯頑力低則磁滯損耗比較小；高飽和磁感應強度，低剩磁，變壓器工作時磁通變化范圍DB可以較大，相應減小了變壓器體積；高電阻率，高頻工作時渦流損耗比較小；高居里溫度點，變壓器工作溫度可以相應提高，但以上各項要求不可能同時得到滿足，不同的磁性材料存在其長處也必然存在不足，需視具體應用條件加以選擇。磁芯結構形式的選擇一是考慮幾何尺寸的限制，例如小功率模塊要

9、求具有超薄的結構，變壓器高度限制是主要約束；二是考慮磁芯截面積和窗口面積的比例，多路輸出變壓器一般要求有較大的窗口面積，選擇EE型或EI型磁芯，可具有較大的窗口和良好的散熱性，鈴流變壓器要求磁芯截面積比較大，可選用GU形磁芯；此外還應考慮變壓器的安裝，加工方便性，成本等. 目前中、大功率模塊電源通常選用GU形磁芯，這種磁芯特點是有較大的截面積，漏磁很小，但出線需手焊。最大磁感應強度Bm，考慮高溫時飽和磁感應強度Bs會下降，同時為降低高頻工作時磁芯損耗，工作最大磁感應在一般選擇為20002500Gs，工作頻率的選擇可在設計變壓器時進行反推，或先確定再進行調整。變壓器繞制的基本要求是耦合緊密，以減

10、小漏感。設計時有兩種基本方法以增加繞組間耦合，一是雙線并繞，常用于繞制輸出正負繞組、原邊繞組與去磁繞組等，要求并繞的繞組匝數相等且壓差不能太高；另一種是夾繞的方法，將原邊繞組均分為兩層，夾副邊繞組，也有多層夾繞的方法。在確定了以上的因素后，就可以開始針對具體的電路要求以及磁性元件的特性，根據電路和磁路公式設計變壓器了。61反激變壓器設計6.1.1反激變壓器設計的一般步驟由電路原理的分析可知，在反激變換電路中，變壓器起著電感-變壓器的雙重作用，由于它是電感，在開關電路中必然具有電感的一般規律，即具有電感電流連續、臨界連續、斷續三種工作模式。這里的“連續”，是指原副邊繞組的電流在一個周期中是否回零

11、（具體指次級繞組電流在TOFF內是否下降到零），事實上是磁通的連續性。它反映了原副邊能量傳遞的完全性。反激變換器工作于電流連續模式(CCM)和電流斷續模式(DCM)，同樣輸出功率時，工作于電流斷續模式具有較大的峰值電流，此時開關晶體管、整流二極管、變壓器和電容上損耗會增加，所以一般效率較低，工作于電流連續模式下，效率較高，但輸出二極管反向恢復時易引起振鈴和噪聲；另外，工作于電流斷續模式時，由于變壓器電感量較小，體積可以做得小一些，而工作于電流連續模式，變壓器體積一般會較大。變壓器參數的選取應結合整個電路設計和實際應用情況，在最初的設計中，為取得比較適中的性能，可考慮使電路工作于電流臨界連續狀態

12、。一般來說反激變壓器的設計可劃分為以下七個步驟：1、初選磁芯型號。2、確定初級電感量。3、確定初級峰值電流。4、確定初級線圈匝數和氣隙。5、計算并調整初、次級匝數。6、計算并確定導線線徑7、一系列校核和估算工作初選磁芯型號反激變壓器的體積主要決定于傳遞功率的大小，可依據經驗或磁芯廠家手冊中提供的速選圖表，初選一磁芯型號代入以后的步驟進行計算。也可用面積乘積的方法。面積乘積法：磁芯結構確定基礎上，其型號選擇可采用面積乘積法：對于反激式變壓器：在MOS管導通時有下面的公式成立：；其中；所以：，又： 為波形系數，為窗口面積，I1、NP、I2、NS對應初次級繞組電流和匝數，S1和S2分別為初級和次級繞

13、組線圈總截面積，Ku為窗口系數，即銅線截面積之和與窗口面積比值，J為導線電流密度。由，其中=，=；（、分別為變壓器原副邊電壓平臺值和電流有效值，有， =）近似可得：根據輸出功率P0，預測效率h，導通時間Ton和工作磁感應變化范圍DB等參數可求出和乘積，作為初選磁芯型號的依據，如果對磁芯選擇比較有經驗也可越過該步驟，直接進入下一步。確定初級電感量若考慮低壓滿載時，電路工作于電流臨界連續狀態，此時初級電感量計算公式如下： (UIN-MIN為輸入電壓最小值，Dmax為設定的最大占空比，f為開關頻率，P0為輸出功率。)增大LP1取值時，電路開始工作于電流連續模式，原邊電感量的選擇可在LP1計算值基礎上

14、，視具體情況作調整。（根據經驗，在保證變壓器在全部工作范圍內不會出現磁芯飽和的情況下，可以適當增大電感，可以減小漏感，降低磁芯損耗。）確定初級峰值電流設計時仍考慮低壓滿載的情況。電路工作于電流不連續或臨界連續時，初級峰值電流： (h為預測效率值)電路工作于電流連續模式時，初級峰值電流：有公式和成立確定初級線圈匝數和氣隙首先作出兩點假設：(1) 由于磁芯開氣隙后剩磁Br減小很多，認為Br0。(2) 由于氣隙磁阻遠大于磁路其他部分磁阻，認為磁勢全部降于氣隙處。根據以上兩點假設可得出初級電感量： ，lg 為氣隙長度工作最大磁感應強度：選擇最大磁感應強度Bm后，聯解以上兩式可求出初級匝數Np，和氣隙長

15、度lg，氣隙長度的選取不宜過長，過長的氣隙會導致主磁路磁阻增大，磁力線通過漏磁路閉合，會增加漏感和電磁干擾EMI。計算并調整初、次級匝數仍考慮低輸入電壓并且輸出滿載的情況，此時電流連續或臨界連續，按照反激變壓器的原副邊工作電壓波形關系可以推導得到如下公式，使滿足：匝比n：設副邊整流管最大壓降為，電感繞組的最大電阻壓降，其它線路最大壓降，原邊MOSFET及線路壓降。則低壓滿載工作情況下有下式成立。Vsmax=(Vomax+Vsr+Vr)* (1-Dmax)；Vpmin=(Vinmin-Vpw)* Dmax；取初級或次級匝數中較小者，取整后，再由匝比關系推算其余繞組匝數。計算并確定導線線徑初級繞組

16、電流有效值：按電流波形為梯形波計算，其中：；次級電流有效值： 初級導線截面積（不含絕緣漆皮）：次級導線截面積（不含絕緣漆皮）：考慮高頻工作時導線的集膚效應，當電流較大時，采用多股并繞，每股線徑不得大于2倍穿透深度，穿透深度可用公式計算。(m0為空氣磁導率為4p×10-7，r為銅的電導率為58×106/W·m)一系列校驗和估算工作上文已經敘述了電感的計算問題。另外，由于氣隙的存在，磁芯更不容易飽和，剩磁Br很小可以忽略，最大工作磁密核算用下面的公式： 窗口系數核算：根據公式校核窗口，窗口系數約為0.250.3（一般不要超過0.3）。銅損估算：副邊導線電阻變壓器 繞組

17、熱態（x）銅阻比冷態銅阻（20）增加的倍數KT為：KT=（234.5+x）/（234.5+20），100的KT=（234.5+100）/（234.5+20）=1.314。100時原邊繞組銅阻為，同理可得原邊電阻。由可得銅損。MLT：平均繞組長度，由于各匝繞組的長度不等，統一由平均繞組長度代替。具體的估算如下：計算出繞組最內層的繞組長度和最外層繞組長度。MLT=（+）/2鐵損估算：PFe0.25*Pb*Ve。其中Pb單位體積的磁芯損耗，據磁芯材料手冊可查。（系數0.25是參照其他知名電源公司的數據和一些技術資料得來的，是否真的合適還有待慢慢的實踐總結）總損耗：PlossPcu+ PFe；溫升估算

18、T（0C）Kt*Ploss/StSt：變壓器表面積（cm2）Kt：散熱系數。在環境溫度為250C時，Kt一般取850，在環境溫度為500C時，Kt一般取710。注：關于溫升的計算是從其他資料上查找來的公式和數據，是在較為理想的散熱條件下的溫升。在實際的應用中，由于變壓器的周圍有很多的發熱元件，再加上每個電源的散熱效果都不一樣散熱效果都不一樣，因此具體問題還要具體分析。6.1.2反激變壓器設計實例（XJ104E-1335主輸出變壓器）1、 確定初級電感量LP設低輸入電壓并且滿載輸出時，電路工作于電流臨界連續狀態，此時初級電感量如下： 考慮由于繞組的要求，變壓器窗口面積較之純粹電感窗口面積可選較大

19、，可令其工作在電流連續狀態，電感LP計算值適當增大為1mH。2、計算匝比設副邊整流肖特基管最大壓降為0.6 V，電感繞組的最大電阻壓降0.15V，其它線路最大壓降0.1 V，原邊MOSFET及線路壓降3V，變壓器效率98%，按照反激電路的電壓原副邊關系式可得：（考慮輸出10%超調量，也就是輸出電壓按110%進行考慮，即Vomax =5.5V）Vsmax=(Vomax+Vsr+Vr)* (1-Dmax)=(5.5+0.55+0.15+0.1)*0.55=3.465Vpmin=(Vinmin-Vpw)* Dmax=(175-3)*0.45=77.4；，3、確定初次級電流A忽略原邊勵磁電流，在低壓輸

20、入、額定輸出時的原邊電流最大，設變換器效率為83%，低壓輸入額定輸出情況下變壓器原邊輸入電流峰值：(T為電源開關周期)=1.871A按電流波形為梯形波計算，對應變壓器有效值為=0.747A根據磁勢守恒，副邊電流有效值為：=22.3*0.747=16.66A（如果輸出只有5V/14A時才是這樣的）4、計算總視在功率考慮低壓滿載情況：=176V由于反激電路原副邊不同時工作，不成立。由第3步計算可知：原邊電流有效值為：0.747A副邊電流有效值為：=22.3*0.747=16.66A+=176*0.747+10*16.66=298W以電感儲能來計算：78.8W取二者中的大者。5、計算面積乘積 cm4

21、:變壓器窗口系數，根據不同的繞制工藝，取值不同。此例中，窗口系數先粗略取0.3 。:電流密度，此例先粗略取電流密度J=500 A/cm2。（這個值根據具體的情況來適當調整，如果窗口面積足夠大，這個值可以選取的更大一些。在這個電源中窗口面積對于3路輸出來說不是很寬松，按照1.0的漆包線通4A的電流換算，可以得到J=509.6 A/cm2，因此取J=500 A/cm2還是可以的。）:波形系數，對反激電路，由，6、選擇磁芯根據經驗，選擇南京康達EI41磁芯。然后可以根據Ap查磁芯手冊，磁芯選型：EI41，磁芯材料為LP3，2.32附磁芯相關數據：幾何參數通過查詢相關手冊、依據工程計算公式的計算。sy

22、mbolAe(mm2)Aw(mm2)Hight(mm)EI4114516026.2MLT(mm)Ve（mm3） (mm)ST（mm2）107.661110078.6磁芯參數主要通過磁芯手冊數據和圖表的查詢，查詢中要注意應用條件。symbolBsBrLP3390mT500±30 mT110mT200 mTcondition100 23100 TcminAL 2152300±25%3200 nH/N2100 7、計算原邊、副邊繞組匝數由公式：，。已知，, Ae=145 mm2，=1.871A；得NP=64.52；NP取整為66匝。；Ns取整為3匝。類似的，輸出15V供電的輔助電

23、源繞組匝數為8.5匝。（計算可直接由電壓比與匝比的關系得到，計算略）8、計算原邊繞組氣隙忽略磁芯磁阻，認為磁勢全部降于氣隙處。由LP=1.2mH，。0.00079m=0.79mm這是電源工作在臨界狀態時需要的氣隙，實際只可以取得稍微小一點，讓電源工作在連續狀態，可以減小漏感，降低電磁干擾EMI。9、校核磁通密度Np取66匝時：=0.196T0.37T=BS(100)，符合磁芯不飽和條件。10、計算原邊繞組線徑由第3步的計算：有以下電流式成立=0.747A在設計中，采用直徑0.41mm的導線兩股并繞來實現。導線截面積為：=0.264 mm2原邊電流密度為： A/mm210A/mm2實際中電流密度可以取高達10 A/mm2（7，P4）。11、校核原邊繞組電流穿透深度當繞組導線直徑小于兩倍穿透深度時，不考慮趨膚效應的影響，當繞組導線直徑大于兩倍穿透深度時，應采用小直徑的多股導線并繞或寬而薄的扁銅帶，多股