1、開關電源的共模干擾抑制技術|開關電源共模電磁干擾(EMI)對策詳解0 引言 由于MOSFET及IGBT和軟開關技術在電力電子電路中的廣泛應用，使得功率變換器的開關頻率越來越高，結構更加緊湊，但亦帶來許多問題，如寄生元件產生的影響加劇，電磁輻射加劇等，所以EMI問題是目前電力電子界關注的主要問題之一。 傳導是電力電子裝置中干擾傳播的重要途徑。差模干擾和共模干擾是主要的傳導干擾形態。多數情況下，功率變換器的傳導干擾以共模干擾為主。本文介紹了一種基于補償原理的無源共模干擾抑制技術，并成功地應用于多種功率變換器拓撲中。理論和實驗結果都證明了，它能有效地減小電路中的高頻傳導共模干擾。這一方案的優越性在于

2、，它無需額外的控制電路和輔助電源，不依賴于電源變換器其他部分的運行情況，結構簡單、緊湊。 1&n bsp; 補償原理 共模噪聲與差模噪聲產生的內部機制有所不同：差模噪聲主要由開關變換器的脈動電流引起；共模噪聲則主要由較高的d/d與雜散參數間相互作用而產生的高頻振蕩引起。如圖1所示。共模電流包含連線到接地面的位移電流，同時，由于開關器件端子上的d/d是最大的，所以開關器件與散熱片之間的雜散電容也將產生共模電流。圖2給出了這種新型共模噪聲抑制電路所依據的本質概念。開關器件的d/d通過外殼和散熱片之間的寄生電容對地形成噪聲電流。抑制電路通過檢測器件的d/d，并把它反相，然后加到一個補償電容上面，從而

3、形成補償電流對噪聲電流的抵消。即補償電流與噪聲電流等幅但相位相差180，并且也流入接地層。根據基爾霍夫電流定律，這兩股電流在接地點匯流為零，于是50的阻抗平衡網絡（LISN）電阻（接測量接收機的BNC端口）上的共模噪聲電壓被大大減弱了。 圖1 CM及DM噪聲電流的耦合路徑示意圖 圖2 提出的共模噪聲消除方法 2 基于補償原理的共模干擾抑制技術在開關電源中的應用 本文以單端反激電路為例，介紹基于補償原理的共模干擾抑制技術在功率變換器中的應用。圖3給出了典型單端反激變換器的拓撲結構，并加入了新的共模噪聲抑制電路。如圖3所示，從開關器件過來的d/d所導致的寄生電流para注入接地層，附加抑制電路產生

4、的反相噪聲補償電流comp也同時注入接地層。理想的狀況就是這兩股電流相加為零，從而大大減少了流向LISN電阻的共模電流。利用現有電路中的電源變壓器磁芯，在原繞組結構上再增加一個附加繞組NC。由于該繞組只需流過由補償電容comp產生的反向噪聲電流，所以它的線徑相對原副方的P及S繞組顯得很小（由實際裝置的設計考慮決定）。附加電路中的補償電容comp主要是用來產生和由寄生電容para引起的寄生噪聲電流反相的補償電流。comp的大小由para和繞組匝比PC決定。如果PC=1，則comp的電容值取得和para相當；若PC1，則comp的取值要滿足comp=parad/d。 圖3 帶無源共模抑制電路的隔離

5、型反激變換器 此外，還可以通過改造諸如Buck，Half-bridge等DC/DC變換器中的電感或變壓器，從而形成無源補償電路，實現噪聲的抑制，如圖4，圖5所示。 圖4 帶有無源共模抑制電路的半橋隔離式DC/DC變換器 圖5 帶有無源共模抑制電路的Buck變換器 3 實驗及結果 實驗采用了一臺5kW/50Hz艇用逆變器的單端反激輔助電源作為實驗平臺。交流調壓器的輸出經過LISN送入整流橋，整流后的直流輸出作為反激電路的輸入。多點測得開關管集電極對實驗地（機殼）的寄生電容大約為80pF，鑒于實驗室現有的電容元件，取用了一個100pF，耐壓1kV的瓷片電容作為補償電容。一接地鋁板作為實驗桌面，LI

6、SN及待測反激電源的外殼均良好接地。圖6是補償繞組電壓和原方繞組電壓波形。補償繞組精確的反相重現了原方繞組的波形。圖7是流過補償電容的電流和開關管散熱器對地寄生電流的波形。從圖7可以看出，補償電流和寄生電流波形相位相差180，在一些波形尖刺方面也較好地吻合。但是，由于開關管的金屬外殼為集電極且與散熱器相通，散熱器形狀的不規則導致了開關管寄生電容測量的不確定性。由圖7可見，補償電流的幅值大于實際寄生電流，說明補償電容的取值與寄生電容的逼近程度不夠好，取值略偏大。圖8給出了補償電路加入前后，流入LISN接地線的共模電流波形比較。經過共模抑制電路的電流平衡后，共模電流的尖峰得到了很好的抑制，實驗數據

7、表明，最大的抑制量大約有14mA左右。 圖6 補償繞組電壓和原方繞組電壓波形 圖7 補償電容電流和對地寄生電流波形 圖8 補償前后流入LISN地的 共模電流波形（電流卡鉗系數：100mV/A） 圖9是用Agilent E4402B頻譜分析儀測得的共模電流的頻譜波形。可見100kHz到2MHz的頻率范圍內的CM噪聲得到了較好的抑制。但是，在3MHz左右出現了一個幅值突起，之后的高頻段也未見明顯的衰減，這說明在高頻條件下，電路的分布參數成了噪聲耦合主要的影響因素，補償電路帶來的高頻振蕩也部分增加了共模EMI噪聲的高頻成份。但從濾波器設計的角度來看，這并不太多影響由于降低了低次諧波噪聲而節省的設備開

8、支。若是能較精確地調節補償電容，使其盡可能接近寄生電容Cpara的值，那么抑制的效果會在此基礎上有所改善。 圖9 補償前后流入LISN地的CM電流頻譜比較 4 此技術的局限性 圖10中的（a），（b），（c），（d）給出了噪聲抑制電路無法起到正常效用時的電壓、電流的波形仿真情況。這里主要包含了兩種情況： 第一種情況是在輸入電容的等效串聯電感（）上遇到的。電感在整個電路中充當了限制電流變化率d/d的角色，很顯然LISN中大電感量的串聯電感限制了變換器電源作為電流源提供的能力。因此，這些脈動電流所需的能量必須靠輸入電容來供給，但是輸入電容自身的也限制了它們作為電流源的能力。愈大，則輸入端電容提供給

9、補償變壓器所需高頻電流的能力愈受限制。當為100nH時，補償電路幾乎失效。圖10（a）中雖說補償電壓與寄生CM電壓波形非常近似，但是圖10（b）中卻很明顯看出流過補償電容comp的電流被限制了。 另外一種嚴重的情況是補償變壓器的漏感。當把變壓器漏感從原來磁化電感的0.1增大到10的時候，補償電路也開始失效，如圖10（c）及圖10（d）所示。補償繞組電壓波形由于漏感和磁化電感的緣故發生分叉。如果漏感相對于磁化電感來說很小的話，這個波形畸變可以忽略，但實際補償電容上呈現的d/d波形已經惡化，以至于補償電路無法有效發揮抑制作用。 （a） 輸入電容值較大時的CM電壓 （b） 輸入電容值較大時的CM電流 （c） 漏感值較大時的CM電壓 （d） 漏感值較大時的CM電流 圖10 噪聲電路失效仿真電壓、電流波形 為了解決和變壓器漏感這兩個嚴重的限制因素，可以采取以下措施：對于輸入電容的，要盡量降低至可以接受的程度，通過并聯低值的電