1、VHF/UHF接收機動態范圍分析及測試方法上海市無線電監測站郭鋒摘要：本文主要討論的是超短波接收機大動態范圍的概念和相關參數的測試方法。Abstract: This article will discuss the concept of high-dynamic-range VHF/UHF receiver and involved parameters testing methods.關鍵詞：噪聲系數（NF）、靈敏度（Sensitivity）、雙音互調失真（Two-tone intermodulation distortion）、三階截點（Third-order intercept poin

2、t,）、無雜散動態范圍（SFDR）、內部虛假響應（Internally generated spurious responses）VHF/UHF接收機又稱超短波接收機，工作頻率覆蓋30MHz-3GHz，至少提供AM、FM、USB、LSB、CW等解調方式，有的還提供數字化I/Q輸出和寬帶中頻輸出。廣泛用于信號監測、偵聽、測向，配合相關軟件，能自動觀測頻率占用度等。這種接收機一般采用超外差式結構，天線輸入信號先通過前端預選器，濾除帶外干擾后經過兩次或三次變頻，將輸入信號變頻至一個固定的中頻信號（IF），再由后端模擬解調或DSP處理。超短波接收機的動態范圍是一個關鍵的指標，它涉及到接收機的好幾個參數

3、。大動態范圍接收機的概念，不僅意味著能夠以低很低的失真，檢測幅度相差達90或100dB的信號的能力。更重要的是，這個概念應明確包含對虛假信號的免疫能力，虛假信號通常是遠離接收機調諧頻率的大信號，相互之間因非線性作用而產生的。本文的目的是讓讀者對通常為大動態性能而設計的典型頻率合成式VHF/UHF接收機的一些參數有一定認識。要討論的主題主要包括噪聲系數，靈敏度，雙音互調失真，三階截點，無雜散動態范圍和內部產生的虛假響應。一、噪聲系數-靈敏度噪聲系數和靈敏度是兩個通常和接收機檢測小信號能力有關的參數，接收機的電路通常在輸入信號上疊加上少量比熱效應大的噪聲，在檢測VHF/UHF頻段的小信號時，電路噪

4、聲是通常的限制值。接收機的噪聲系數是一個非常基本的參數，也是衡量接收機電路所附加的噪聲大小的量度。公式1以術語信噪比的方式給出了電子設備噪聲系數的定義：NF=（1）注：NF是以dB方式表示的噪聲系數；Si 是設備輸入端的信號功率；Ni 是設備輸入端的噪聲功率；So 是設備輸出端信號功率；No 是設備輸出端噪聲功率。另一方面，靈敏度不是一個基本量，它是用來衡量接收機對給定電平信號的檢測能力的，并且依賴于幾個因素，如所用的調制類型和調制度、采用的中頻（IF）帶寬和解調（Video）帶寬、所要求的解調器輸出信納比，而不僅僅是噪聲系數。這些因素對接收機靈敏度的之間的關系可以用公式2來簡單表示，盡管只是

5、大概：S = -174dBm ± NF + 10logB + Ksn + Km（2）注：S：靈敏度，dBm；-174dBm：是室溫下，1Hz帶寬的熱噪聲（KTB）；NF：噪聲系數，dB；B： 中頻帶寬，Hz，（假設是視頻或解調帶寬的兩倍）Ksn： 期望的解調信號信納比，dB；Km 調制特性函數，dB。上式表示靈敏度是隨著噪聲系數的減小和/或中頻帶寬的減小而改善的（變得更小）。鑒于最常用的中頻帶寬范圍在10kHz至5MHz以上，常用的VHF/UHF接收機其噪聲系數在6dB至12dB之間。因此，典型接收機所選擇的中頻帶寬比實際接收機的噪聲系數更大的影響接收機靈敏度。用公式2舉例靈敏度的計

6、算，假設讓一具有10dB噪聲系數的接收機，用10kHz中頻帶寬，解調一調制度為50%的調幅信號。要求解調輸出具有10dB的信納比。因此：NF = 10dB；10logB = 40dB （10kHz中頻帶寬）；Ksn = 10dB，所要求的；Km = 6dB，50% 調幅。將以上數據代入公式2：S = -174dBm + 10dB + 40dB + 10dB + 6dB = - 108dBm = 0.9V二、互調失真-截點所有的接收機都采用具有固有非線性特性的RF-IF信號處理電路，隨之而來的，影響VHF/UHF接收機性能的另一個重要參數是雙音互調失真。當兩個足夠大但是有害的信號被加入到接收機的

7、天線輸入端時，它們在RF段混合產生了被認為是互調產物的虛假信號。如果這些產物中的一個頻率靠近了接收機的工作頻率時，它將被當作同一頻率的輸入信號而被RF-IF段和解調器處理。這個問題如圖1所示。圖1：接收機調諧到ft處時，由兩個有害信號f1和f2產生的二階和三階雙音互調產物。二階和三階互調失真是所遭遇到的最主要的失真。公式3和4給出了涉及這兩種情況的頻率關系：f1±f2 = ft（3）三階互調失真2f1±f2 = ft（4）三階互調失真注：f1、f2 ：有害大信號的頻率； ft ： 接收機調諧頻率上的互調產物。二階雙音互調失真是個普遍問題，特別是具有寬帶射頻前端的接收機，但是

8、通過在第一變頻級使用雙平衡混頻器再加上推挽放大器可以使其最小化。同時，加上亞倍頻帶通濾波器（可調或固定）組成的射頻預選器，二階影響可以減小到可忽略的程度。亞倍頻預選濾波器用以衰減在接收機調諧頻率上能產生二階產物的位于由公式3決定的關鍵頻段的大信號。通過使用射頻預選器對二階影響的減小如圖2示。圖2：采用亞倍頻濾波器對二階干擾的減小作用既然射頻預選器只是部分的解決了互調失真的問題，更多的麻煩和困難是如何控制三階雙音互調失真。這是由三階雙音干擾的獨特性造成的。兩個同時落入預選器通帶的有害大信號，將產生也有可能落入帶內的三階互調產物（2f1-f2）或（2f2-f1）中的一個或兩個。減小預選器帶寬可以減

9、小接收機易受這類干擾影響的頻率范圍。不幸的是，考慮到尺寸、復雜性和插入損耗，用于全覆蓋VHF/UHF接收機的預選濾波器相對帶寬的實際下限是20%。因此，在信號密集環境中，經常有可能發生兩個強信號同時落入預選器通帶內，結果在接收機調諧頻率上產生有害虛假響應。如圖3所示。圖3：由兩個帶內大信號引起的三階互調干擾三階互調失真不限于接收機的射頻前端，以上對帶內三階干擾的描述也適用于中頻級。當輸入強信號之間的頻率間隔小于第一中頻級帶寬時，那么中頻互調失真就很有可能發生。因此，必須對整個接收機RF-IF鏈路進行適當的電路和系統設計來使問題最小化，而不僅僅是元器件的選擇。一般是通過給接收機輸入兩個等功率信號

10、，然后測量在接收機調諧頻率上的失真產物的等效輸入電平來測試接收機互調指標。以dB方式表示的輸入測試信號的失真產物被稱做互調率，過去通常用以衡量互調性能。但是，在最近幾年，截點的概念已經成為更通用的衡量互調失真指標的一種方法，其用于多種的電子設備，而不僅僅是無線電接收機。這種截點的方式只產生一個以dBm為單位的數值，它與輸入信號電平無關。雙音、三階互調截點的概念可以通過圖4來更容易的理解。圖中曲線顯示了在一個略有非線性特性的系統中，典型的基波和三階響應之間的輸入輸出功率關系。輸出功率dBm破折線表示輸出功率隨著兩個輸入信號功率變化的關系。注意：對于足夠小的信號電平（如低于壓縮點），曲線是單位斜率

11、線性變化的，即基本上是輸入信號功率變化1dB，輸出信號功率變化1dB。點線描繪了互調產物的輸出隨基波輸入信號變化的關系。同樣，對小信號來說曲線是線性的，只是斜率為3。這個斜率表示輸入信號電平每增加1dB，三階產物的功率增加3dB。假設把這兩條曲線線性延長至相交，就 基波 （f1,f2）斜率 1:1- 三階產物 （2f1±2f2）斜率 3:1確定了截點，截點所處點的輸入功率電平就是系統三階雙音互調的輸入截點。這個系統截點不能直接測量得，只能通過公式5計算得： IP=1/2（Rs）+Pin （5） 圖4：雙音三階互調失真輸入輸出功率關系這里：IP：三階輸入截點，dBm；Rs：三階產物相對

12、值，dB；Pin：測得三階產物相對值時的輸入功率電平，dBm。上式中，相對壓縮值項Rs是系統輸出端測得的三階互調產物低于基頻的dB數，即圖4中所示的兩條曲線的垂直距離。用于評估雙音互調性能和確定Rs值方法的典型裝置如圖5所示。關于截點，能夠用于確定互調產物等效輸入電平的另一個重要關系由公式5a給出。信號發生器f2可變衰減器信號發生器f1合路器頻譜分析儀OUTINDUTf1,f2DUTRs (dB)基頻三階產物f1f2f1f2PIN(dBm)(a)INPUT OUTPUT(b)圖5：(a) 雙音互調失真測試裝置。(b) 用于計算截點的Rs測試值。IM = 3（Pin）- 2（IP）（5a）這里：

13、IM：三階互調產物等效輸入功率，dBm；IP：三階輸入截點，dBm。接收機的三階截點越高，就越不易受由帶內大信號引起的虛假響應的影響。不幸的是，高截點接收機的設計常常不能兼顧到同時帶來的對低噪聲系數的要求。通常采取折中的辦法以兼顧接收機的噪聲系數和三階截點。作為一項主要的規則，為高截點指標而設計的接收機通常采用壓縮點比截點高1dB的RF-IF放大器級和雙平衡混頻器。這些功率放大器通常有更高的噪聲系數，并且消耗比小信號放大器更多的電源功率。高功率混頻器較高的本振驅動電平，其結果帶來了更高的本振輻射電平，以及更大的內部虛假響應，而不僅僅是電源功率的消耗。因此，要求接收機具有特別高的截點，會產生出一

14、系列的設計問題和設備非常昂貴的后果。三、無雜散動態范圍另一個經常用以衡量接收機性能的參數是無雜散動態范圍。這里用“無雜散動態范圍”來表示整個動態范圍的一部分，是指當兩個等功率信號輸入時，沒有超過噪底3dB的虛假信號的范圍。接收機的動態范圍是指可用的輸入信號范圍。許多標準已經被用于定義這個可用范圍的上限和下限。一個經常用來確定動態范圍下限的標準稱為最小可檢測信號，被定義為在一個給定的中頻（IF）帶寬內，大于等效噪聲功率3dB的信號。公式6表示最小可檢測信號（MDS）與接收機噪聲系數和IF帶寬的關系：PL = MDS = -171dBm + NF + 10logB（6）這里：PL ：動態范圍下限，

15、dBm；MDS：最小可檢測信號，dBm；NF：噪聲系數，dB；B： IF 帶寬，Hz。無雜散動態范圍（SFDR）的上限典型規定為：產生等于最小可檢測信號的三階互調產物的兩個等電平輸入信號電平。由公式5a，公式7給出了上述定義：MDS =3（Pu）- 2（IP）（7）這里：Pu：無雜散動態范圍的上限，dBm；IP：接收機三階截點，dBm。功率上限值由公式8給出：Pu = 1/3（MDS + 2IP） = 1/3（-171dBm + NF + 10logB）+ 2/3（IP）（8）由上述對PL、Pu的表達式，無雜散動態范圍可得到公式9：SFDR = Pu - PL = 1/3（MDS + 2IP）

16、- MDS = 2/3（IP - MDS） = 2/3（IPNF - 10logB + 171dBm）（9）這里：SFDR：無雜散動態范圍，dBm。由此可見，無雜散動態范圍是同截點成正比的，與噪聲系數和中頻帶寬成反比的。換句話說，動態范圍是隨著噪聲系數的減小、中頻帶寬的變窄而增大的，而不僅僅是更高的截點。舉一個計算典型高性能接收機動態范圍的例子，假設噪聲系數10dB，中頻帶寬10kHz，輸入截點-5dBm，將這些數值代入公式9的各項中：SFDR = 2/3（-5 dBm - 10dB 40dB + 171dBm） = 77.3dB四、內部虛假響應在一臺頻率合成式的、全面覆蓋VHF/UHF的接收

17、機中，即使在天線輸入端沒有信號輸入，接收機內部也有許多產生虛假響應的機制。有些響應是在兩次和三次變頻的設計中，所必需的不同本振的諧波相互混頻產生的。另一些則同合成器的工作方式有關。為了使這些響應最小化，接收機的電氣和機械設計必需引起格外重視。盡管內部虛假響應并不直接與接收機的大信號處理能力有關，但是它能降低接收機使用中所表現出來的動態范圍性能。這些響應，不僅僅使信號惡化，也使有用的小信號變得模糊不清。換句話說，接收機的信號檢測能力或靈敏度可能受限于這些虛假響應的幅度，而不僅僅是電路噪聲。為了避免這種可能性，內部響應等效輸入應當同先前定義的最小可檢測信號相比較，要求虛假信號大大低于這一電平并無多大意義。因而，內部虛假特性指標的合理下限可以同公式10給出的接收機的噪聲系數和中頻帶寬聯系起來。Ps = MDS = -171dBm + NF +10logB（10）這里：Ps：虛假指標下限，dBm。注意動態范圍的標準定義是很有趣的。比如先前用于計算SFDR的一個，通常使用基于噪聲考慮的下限。倘若內部虛假響應電平超過接收機的MDS，則更有用的下限可能由內部虛假響應電平決定。五、結論用于信號接收的VHF/UHF接收機