1、零電壓開關不對稱半橋DC/DC變換器零電壓開關不對稱半橋DC/DC變換器類別：電源技術&nbspO引言&nbsp不對稱半橋DC/ DC變換器具有軟開關工作、器件數量少以及控制簡單等優點，因此，在不超過1000W的中小功率變換電路中得到廣泛的應用。但是，在傳統的不對稱半橋電路拓撲 中，只有在變壓器漏感和主開關的寄牛電容產生諧振時才能實現零電壓開關， 因此，為了實現軟開關，諧振電感 （ 即變壓器漏感 ）的值必須足夠大而諧振電 感與輸出整流二極管的寄生電容在換流過程中會發生嚴重諧振，產生電壓沖 擊，甚至擊穿輸出二極管，而且大的漏感會導致大的占空比丟失。&nbsp為避免輸出二極

2、管誤工作和損壞，必須限制由變壓器漏感和二極管寄生參數諧 振產生的過電壓。通常，在二極管兩端加箝位和吸收電路可以限制該過電壓， 例如，經常使用的方法是在二極管兩端加電阻 -電容-二極管吸收電路（RCD電路） 來抑止過電壓。但該電路最大的缺點是能量幾乎全部消耗在電阻上，這將明顯 降低該變換器的效率。另外，電壓的波動會持續以較低的頻率出現，而且很難 消除。&n bspl箝位二極管的作用&n bsp 一個很好的解決方案是在變壓器 Tr 的原邊加箝位二極管，如圖 1 所示： 加箝位二極管的目的是在不改 變變換器工作特性的前提下，消除輸出整流管換流時與外部電感諧振吋產生的 過電壓，通過這兩

3、個二極管將變壓器 Tr原邊電壓箝位在電容C3和C4的端電壓 Vc1和Vc2。其過程為：如果開關S1導通占空比為D,則S,的占空比為1-D， 當S1導通吋，變壓器原邊的電壓通過二極管 Dg1箝位為Vc1,當S2導通時， 變壓器原邊的電壓經Dg2箝位為-Vc2，相應地副邊的電位也箝位住了，輸出整 流二極管（Dr1和Dr2）上也不會出現明顯的電壓沖擊。此時，輸入電壓源和電容 通過箝位二極管吸收輸出整流管與外部電感諧振產生的能量，而通過箝位二極 管的電流很小，而且它們只在輸出整流管換流時才起作用，因此，它們對整個 變換器的工作過程影響很小。&n bsp通過變壓器原邊的箝位和減小變壓器漏感，完全

4、去掉輸出整流管端的 RCD吸收電路是可能的。但是，變壓器的漏 感不可能完全消除，只通過原邊的箝位有時不能抑制住輸出整流二極管端的過 電壓，還必須在輸出整流二極管端并聯 RCD吸收電路，此時RCD吸收電路只起 輔助作用，它的各參數取值也與只使用只 CD吸收電路時不同，通常取較小的電 容和相對大的電阻為宜。&n bsp這種變壓器原邊帶箝位電路的方法只適用于諧振電感電流不連續的工作狀態（DCM下面具體分析該電路實現零電壓開 關的過程。&n bsp2工作過程分析&n bsp為了簡化分析，我們做如下假定：&nbspl）開關管S1和S2看作理想開關分別與寄生電容（C1、C2

5、）、反向二極管（D1、D2）并聯，不考慮MOSFE管反向漏電流；&nbsp2）變壓器簡化為理想變壓器廾聯激磁電感（Lm）、串聯漏感（L1k）的模型；&nbsp3）電容C3和C4看作恒定的電壓源；&nbsp4）輸出看作恒定的電流源，其值為Io ；&nbsp5）考慮二極管D1、D2、Dc1、Dr2的換流效應；&n bsp6)其他器件為理想器件，電路進入穩態；&n bsp由圖1可知，當S1導通時，A點的電壓為DE而一個周期內電感Lm L1k及Lr 上的平均電壓為0,因此，電容C2上的電壓為DE而電容C1上的電壓為(1- D)E。輸出整流二極管Dr1、D

6、r2的導通時間是不等的，變壓器原邊的正向電流 和反向電流并不相等，電感Lm可以吸收其差值以保證流過電容 C3和C4的平均 電流為零。&nbsp該變換器的一個開關周期叮以分為12個工作階段，其工作波形如圖2所示，其中vGS1和vGS2分別是S1和S2的驅動波形?？梢钥?到前半個周期和后半個周期里工作波形是對稱的，工作過程是類似的，所以， 下面只分析半個周期的 6 個工作階段，分別如圖 3 所示的 6 個等效電路。&nbspl)階段1t0t1在t0時刻S1導通，原邊電流流過S1，方向如圖3(a)所示，大小為額定負載電流In與激磁電流iLM的和 lo+iLM。A B之間的電壓為(1-

7、D)E，激磁電感Lm吸收能量，電容C3放電。此 階段是功率傳送階段，在t1時刻S1關斷時，該過程結束。&nbsp2)階段2t1t2 S1 關斷電流在C1、C2間開始環流，電容C1線性充電，電容C2線性 放電，因此，S1為零電壓關斷。A、B間電壓也開始線性下降，在t2時刻VAB 電壓為零時，該階段結束。&nbsp3)階段3t2t3 VAB 電壓為零，輸出整流二極管短路(Dr1、Dr2換流)，輸出端吸收激磁電流，電感 Lr、L1k和電容 C1、C2諧振以實現工作狀態的轉化。&nbsp4)階段4t3t4 電感Lr、L1k殘留的能量通過二極管D2饋還電源，當iLr為零時，S2導

8、通，此階段結 束，S2為零電壓開通。&nbsp5)階段5t4t5 在t4時刻S2導通，諧振電流iLr改變方向，Lr、L1k上的電壓為DE iLr反向線性增加為Io+iLM，此 階段結束。&nbsp6)階段6t5t6在階段5結束時，輸出整流二極管Dt2被關斷，變壓器原邊側的電壓迅速上升。由于電感Lr與箝位及整流二極管寄生電容的諧振，變壓器原邊側的電壓會高于穩定值DE此時，二極管Dg2箝位點C的電位，諧振電容通過電感Lr釋放能量。&nbsp接下去的下半個周期的 6 個工作階段和上面所述的類似，不再詳述。其波形詳見圖 2。從已經 分析的上半個周期的 6個工作階段以及類推的下半

9、個周期的 6個工作階段可以 得知：S1、S2都工作在零電壓開關狀態。每個開關的電壓應力為E,通過箝位二極管Dg1、Dg2變壓器Tr原邊電壓UCB被箝位在-DE和(1-D)E之間，貝U Tr副 邊的電壓也得到箝位，輸出整流二極管 Dr1、Dr2上也不會出現明顯的電壓沖 擊。&n bsp3輸出特性分析&nbsp由上面工作過程的分析可知，箝位二極管 Dg1和Dg2的引入，并沒有明顯改變變換器的工 作特性。其原因有二：其一是通過該箝位二極管的電流很小，其二是它們只在 輸出整流二極管換流時才起作用，作用時間很短，因此，引入箝位二極管并沒 有改變變換器的工作特性。該變換器的直流增益q為&a

10、mp;nbsp式中：Vo'、Io '分別是輸出電壓、電流折算到原邊的值。&n bsp由式(1)可見，該變換器的直流增益是諧振電感 Lr上平均電壓降 V(=4LrfsIo ')和占 空比 D 的函數。輸出特性可由圖 4 表示。&nbsp4 實驗結果&nbsp為了驗證以上的分析，制作了一臺直流輸入300450V,輸出54VZ 6A的不對稱半橋實驗樣機，它的規格和主要參數為：&n bsp輸入電壓300450V;&nbsp輸出電壓50V;&nbsp輸出電流06A&nbsp 工作頻率 100kHz;&nbsp 主開關

11、 S1 和 S2IRF840;&nbsp箝位二極管 Dg1 和 Dg2 MUR860&nbsp整流二極管 Dr1 和 Dr2 30CP0150;&nbsp 諧振電感 Lr 40 卩 H;&nbsp 變壓器的參數 n=50 : 20: 20, Lm=1.2mH Ls=162卩 Ho&nbsp 圖 5(a)是 S1 正常工作時的vGS1和vDS1波形，S2正常工作時的vGS2和vDS2波形和圖5(a)類 似，它們都是在電壓為零時開通。圖5(b)是S1 一個周期內承受的電壓和流過的電流的波形圖，圖5(c)是S2一個周期內承受的電壓和流過的電流的波形 圖。由這兩

12、圖可見S1和S2所有的換流都發生在電壓過零時。S2的暫態過程較 多，開通過程也更復雜些，所以圖 5(c)中有較多振蕩。&nbsp為了驗證該電路拓撲的工作特性，將該實驗樣機與另一臺只在輸出整流二極管 Dr1 和 Dr2加RCD吸收電路的實驗樣機進行了比較。RCD吸收電路的參數選擇為：電阻 為330kQ/3W 電容為4.7nF/ 1kV,二極管采用FRI07。圖6(a)是只采用RCD 吸收電路時輸出整流二極管 Dr1 兩端的電壓，圖 6(b) 是采用本文所述箝位電路 時輸出整流二極管Dr1兩端的電壓。不難看出，圖6(a)中Dr1端的電壓尖峰達 到了 250V以上，而采用箝位電路能明顯減少輸出整流管上的電壓尖峰，有利于 防止該整流管被擊穿。&nbsp圖7是該變換器在輸入電壓為350V時，不同負載下的效率曲線。該電路滿載時效率可達94%以上，而變壓器原邊不采用箝位電路，只在輸出二極管加 RCD吸收電路，效率最多為93.1 %o&n bsp5結語&n bsp本文介紹了一種變壓器原邊帶箝位電路的不對稱半橋直流變換器，對其主開關的開關過程進行了詳細分析，制作了 一臺實驗樣機，并對該電路與只帶 RCD吸收電路的樣機進行了比較。該電路的 特點如下：&nbsp1)主開關S1和S2在滿負載范圍內能實現軟開關；&