雙采樣法在ccd視頻信號處理中的應用

1致冷措施處理提高視頻信號的輸出信噪比是航天地震成像機的一項重要技術。限制sd成像系統的噪聲是提高信噪比的主要技術方法。CCD輸出信號中的三種主要噪聲源中,光子散彈噪聲代表著器件最高信噪比的極限,片外的信號處理電路不能對此噪聲進行抑制;若在實際應用中對CCD器件采取致冷措施可以使暗電流散粒噪聲小到無足輕重的程度,所以視頻信號處理電路中,需要抑制的主要噪聲源為復位噪聲。對于信噪比要求特別高的應用場合,還需要考慮對其他次要噪聲的抑制。由于復位噪聲表現為在一像素周期內復位噪聲為近似常數,而對于像素單元間是隨機的。若在輸出電荷包之前和輸出電荷包之時,在同一像素周期內進行前后兩次采樣或差分平均,這樣兩次采樣的KTC噪聲相差十分微小,將兩次采樣值相減,KTC噪聲就被從輸出信號中抑制了,而且兩次采樣的間隔越短,復位噪聲的抑制能力越強,這便是著名的相關雙采樣法。許多文獻相關雙采樣技術抑制KTC噪聲方面進行了比較詳細的分析,但是有關相關雙采樣電路對白噪聲、1/f和1/f2等次要噪聲的抑制程度及其CDS系統在理論上比較詳細的分析鮮見報端,故本文將對此進行詳細的研究。2點采樣裝置相關系數圖1為CCD視頻輸出波形與五種系統的沖激響應。由于CCD存在兩種輸出結構,即浮置擴散放大器和浮置柵放大器,所以視頻信號輸出波形有所不同。圖1(a)為浮置擴散放大器型的CCD輸出波形,在暗參考電平和信號電平上疊加有復位噪聲,并存在復位時鐘和驅動時鐘的串擾。這就要求采樣點應避開串擾區,另外信號電荷的轉移需要一定的時間τsh,一般使Δτ>Tg/4。五種CDS拓撲電路中雙δ法、四δ法(FDA)、差分平均法是針對此種結構提出的拓撲結構。圖1(b)為雙δ采樣法沖激響應波形,第一次點采樣在暗參考電平區,第二次點采樣在信號電平區;圖1(c)為四δ采樣法沖激響應波形,前兩次對暗參考電平進行采樣,后兩次對信號進行采樣;圖1(d)為差分平均法沖激響應波形,即在暗參考電平和信號電平分別進行一次積分平均,應使兩次積分時間τ保持一致,并保證積分的線性一致;圖1(e)為浮置柵放大器型的CCD輸出波形,由于浮置柵放大器的浮置柵是由設置在它上方的偏置電極來控制它的電壓,不與信號電荷直接接觸,也沒有確定的直流通路接地,所以CCD輸出波形上沒有復位噪聲和時鐘串擾。這樣不必考慮KTC噪聲的相關性,兩次采樣不必約束在同一像素周期,可以在信號任意一側暗參考電平進行附加采樣。以下兩種系統就是針對此特性提出的;圖1(f)為四δ采樣法(FGA)沖激響應波形,四次皆為點采樣,信號電平采樣兩次,兩個像素周期的暗參考電平各進行一次附加采樣;圖1(g)為雙差分平均法沖激響應波形,與四δ采樣法類似,僅僅將點采樣變為積分,并且四次積分時間應保持一致。3系統傳輸函數所有系統的頻譜函數都是通過沖激響應經Fourier變換得到系統傳輸函數,傳輸函數的模平方為頻譜函數,本文主要對最具有代表性也是在高速應用中最常用的雙δ法進行詳細推導,并給出系統傳輸函數曲線,而其他幾種拓撲電路僅列出最后表達式。3.1j2點采樣可以用幅度為1的δ函數來表示,雙δ采樣法的時域函數近似為f(t)=δ(t+12Δτ)-δ(t-12Δτ)f(t)=δ(t+12Δτ)?δ(t?12Δτ),對它進行Fourier變換得到系統傳輸函數為F(jω)=∫∞0[δ(t+12Δτ)-δ(t-12Δτ)]?ejωtdt=-2jsin(ωΔτ2)[δ(t+12Δτ)?δ(t?12Δτ)]?ejωtdt=?2jsin(ωΔτ2)。因為是點采樣,需要前置低通濾波器,若采用簡單的一階RC低通濾波器,那么雙δ采樣法系統的傳輸函數為Η2δ(jω)=-ωcωc+jω×2jsin(ωΔτ2)H2δ(jω)=?ωcωc+jω×2jsin(ωΔτ2),式中ωc為低通濾波器的截止頻率,它的幅頻特性方程為:|Η2δ(ω)|2=4ω2cω2c+ω2×sin2(ωΔτ2)(1)|H2δ(ω)|2=4ω2cω2c+ω2×sin2(ωΔτ2)(1)從式(1)可知,系統傳輸函數與參數ωc和Δτ有關,圖2示出了參數ωc和Δτ的改變對系統傳輸函數的影響,從圖可知,相關雙采樣電路實際為選通濾波器。3.2fpse型含2.2e,t5f(t)=f1(t)*f2(t),其中f1(t)=δ(t-τ2)-δ(t+τ2)f1(t)=δ(t?τ2)?δ(t+τ2),f2(t)=δ(t-Δτ2)-δ(t+Δτ2)f2(t)=δ(t?Δτ2)?δ(t+Δτ2),它的幅頻特性方程為|Η24δ1(ω)|=16ω2cω2c+ω2sin2(ωτ2)sin2(ωΔτ2)(2)∣∣H24δ1(ω)∣∣=16ω2cω2c+ω2sin2(ωτ2)sin2(ωΔτ2)(2)3.3fpst-t-2,t,t,t,t,t,t,2,2,2,2,2,2,2,2,2,2,2,2,2,2,2,2,2,2,2,2,2,2,2,2,2,3,5,5.2.f(t)=f1(t)*f2(t),其中f1(t)=E[μ(t+τ2)-μ(t-τ2)]f1(t)=E[μ(t+τ2)?μ(t?τ2)],f2(t)=δ(t+τ+Δτ2)-δ(t-τ+Δτ2)f2(t)=δ(t+τ+Δτ2)?δ(t?τ+Δτ2),它的幅頻特性方程為|Η2DA(ω)|=4(Eτ)2sin2(ωτ2)(ωτ2)2×sin2[ωτ2(1+Δ)](3)∣∣H2DA(ω)∣∣=4(Eτ)2sin2(ωτ2)(ωτ2)2×sin2[ωτ2(1+Δ)](3)3.4系統幅頻特性方程f(t)=f1(t)*f2(t),其中f1(t)=δ(t+τ2)+δ(t-τ2)f1(t)=δ(t+τ2)+δ(t?τ2),f2(t)=δ(t+τ+Δτ2)-δ(t-τ+Δτ2)f2(t)=δ(t+τ+Δτ2)?δ(t?τ+Δτ2),系統幅頻特性方程為|Η4δ2(ω)|2=16ω2cω2c+ω2cos2(ωτ2)sin2(ωτ+Δτ2)(4)|H4δ2(ω)|2=16ω2cω2c+ω2cos2(ωτ2)sin2(ωτ+Δτ2)(4)3.5雙差分平均法dda4噪聲功率的確定若已知噪聲的功率譜密度N(ω)dω,就可以通過Ρ=12πP=12π∫∞0|Η(ω)|2Ν(ω)dω|H(ω)|2N(ω)dω得到噪聲輸出功率。功率譜密度表示為:N(ω)=W0+F0/ω+E0/ω2,其中W0、F0、E0分別表示白噪聲、1/f噪聲和1/f2噪聲幅度,單位分別為V2·Hz-1、V2、V2·Hz。那么經過傳輸函數為|Η(ω)|2|H(ω)|2的系統后,噪聲輸出功率為Ρ=12π∫∞0|Η(ω)|2(W0+F0/ω+E0/ω2)dω(6)P=12π∫∞0|H(ω)|2(W0+F0/ω+E0/ω2)dω(6)從上式可知,CCD輸出噪聲功率相當于系統幅值加權后進行積分。白噪聲的權值在各個頻率點皆為常數W0,那么白噪聲輸出功率便正比于系統頻譜所圍的面積。1/f噪聲的權值為F0/ω,隨著頻率的降低權值將增加,也就是說頻譜的低頻區的幅度對噪聲輸出功率的影響大。1/f2噪聲的權系數為F0/ω2,它在低頻區的權系數比1/f的噪聲權系數更大,而在高頻區,1/f2的權系數比1/f噪聲權系數更小。若系統傳輸函數由于參數的改變頻譜向低頻方向移動,1/f2噪聲比1/f噪聲變化劇烈。由于篇幅有限,我們僅對2δ系統的噪聲功率進行詳細分析。從圖3可知,隨著截止頻率的增加,三種噪聲的輸出功率得到不同程度的增加,這可以通過系統傳輸函數的分析進行解釋。在此,僅對白噪聲的輸出噪聲功率進行分析。如圖2所示,隨著ωc的增長,系統峰值頻率點和零點不移動,僅僅是系統的截止頻率點向高頻發展,頻譜中高頻成分的幅值相應增大,那么頻譜所圍的面積隨著ωc的增加而增加,也即Pw隨著ωc的增加,近似線性增長,如圖3(a)所示。對于1/f和1/f2輸出噪聲功率的分析與此類似。由此可見,在對截止頻率進行選取時,應綜合考慮抑制噪聲和不引起信號失真兩種特性,截止頻率越低,對于三種噪聲的抑制效果越好,但是,當截止頻率低于2ω0(ω0為CCD像素讀出頻率)時,信號的失真加重,故比較理想的選擇范圍是2ω0<ωc<4ω0。從圖3(b)可知,隨著Δτ的縮短,三種噪聲的抑制能力加強,這也可以通過對系統傳輸函數的分析進行解釋。如圖2所示,隨著Δτ的增長,系統頻譜函數向低頻方向移動,系統峰值頻率和零點都向低頻方向移動,當Δτ>Tg/4后,頻譜所圍的面積幾乎不變,所以Pw幾乎不變;而對于P1/f2隨著Δτ的增長近似線性增長;而P1/f的增長速率介于前兩者之間。所以,從抑制復位噪聲和其他次要噪聲特性的角度來說,Δτ越小越好,但是,僅有當Δτ=Tg時,相關雙采樣的傳輸函數與信號頻譜相關性越大,對于信號的失真最小,故Δτ=Tg為比較理想的兩次采樣間隔值。根據系統傳輸函數曲線和權值可類似地分析其他系統的噪聲功率譜。5s/包裝參數選取匹配濾波器的作用是使濾波器的輸出端具有最大的輸出信噪比,它代表信噪比的極限。雖然匹配濾波器的具體實現非常困難,但在理論上具有指導意義。匹配濾波器,相當于互相關器,它的傳輸函數與信號的頻譜成正比,而與噪聲的功率譜成反比。其物理意義是指該濾波器能做到對信號中振幅大的頻率分量給予更大的增益,而對噪聲中振幅大的頻率分量給予更大的抑制。最大信噪比可表示為(S/Ν)2ΜF=12π∫∞0|S(ω)|2Ν(ω)dω(S/N)2MF=12π∫∞0|S(ω)|2N(ω)dω。對于CCD輸出信號可以理想化為階躍信號,幅值為±12±12,它的輸出波形與差分平均法(Δτ=0,τ=Tg)的沖激響應相似。所以信號的頻譜為|S(ω)|2=16sin4(ωτ2)ω2|S(ω)|2=16sin4(ωτ2)ω2低頻噪聲的的功率譜主要由CCD輸出結構決定,若輸出MOSFET在表面溝道,那么低頻噪聲主要表現為1/f噪聲,若輸出MOSFET在掩埋溝道,那么低頻噪聲主要表現為1/f2噪聲。所以對于表面溝道,CCD噪聲為白噪聲與1/f噪聲的疊加,最大信噪比為:令τF02W0=η,則(S/Ν)2ΜF=8F0π∫∞0sin4ηφφ(1+φ)dφ,這里令φ=x/η,則(S/N)2MF=(3C+2ln2+3lnη)/(πF0),其中C為Eulers常數,等于0.57721…。對于掩埋溝道,CCD噪聲為白噪聲和1/f2噪聲的疊加,最大信噪比為:(S/Ν)2ΜF=4τπW0∫∞0sin4xx2+x2kdx,其中xk=12ωkτ=12η?(S/Ν)2ΜF=2ωk1-e-η-14(1-e-2η)/E0。6按系數和分區分從以上分析可知,提高視頻信號的信噪比是比較復雜的工作,因為信噪比的提高不僅與信號和噪聲的特性有關,而且與所選擇的系統有關,我們不能寄希望找到一種系統對于任何CCD器件、任何條件下都得到完美的結果,而應結合實際條件加以選擇。我們應考慮CCD輸出噪聲的特性、系統復雜程度、靈活性和工作條件等因素來進行選擇。上述幾種拓撲結構中2δ法最易實現,僅需要兩次采樣,且為點采