第四章

醫學超聲診斷儀基本電路第四章醫學超聲診斷儀基本電路

超聲波束的聚集、發射與控制

超聲回波的接收目錄

數字掃描變換器回波信號的預處理第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4-1超聲波束的聚焦、發射與控制一、線振探頭多振元組合發射的意義在線陣探頭中的單個振元尺寸通常都很小，比如為10×0.3×0.5mm，則其輻射面積僅為3mm2，振元有效輻射面積的減小，對聲場分布會造成很大影響。

1、對聲束發散角的影響：振元面積越小，發散角越大，聲束方向性越差，將導致儀器分辨率和靈敏度的降低。2、對超聲近場的影響：振元面積小，其近場區距離必短。多振元組合發射：使若干個振元成為一個組合，每次發射時對組合內各個振元同時激勵。由于多振元組合發射，等效于單個振元的寬度加大，將其近場區由I2增加至I2’。第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.1超聲波束的聚焦、發射與控制二、超聲波束的掃描B型超聲診斷儀器中常用的掃描方式有組合順序掃描、組合間隔掃描和微角間隔掃描等。1、組合順序掃描設探頭總振元數為n，將相鄰的m（設m＝4）個振元構成一個組合，然后分時激勵這些組合，使其輪流工作，產生合成超聲波束發射并接收回波。圖4.1組合順序掃描示意圖第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.1超聲波束的聚焦、發射與控制表4-1組合順序掃描工作過程特點：掃描聲束的線距等于振元間距，一幅圖象的掃描線數為n-m+1,因此圖象質量不高。第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.1超聲波束的聚焦、發射與控制2、組合間隔掃描減小聲束掃描間距，提高圖象質量d/2間隔掃描設總振元數量為n，將振元分成兩組：一組為m個振元，一組為m+1個振元。然后對這兩組振元組合分時間隔激勵。如取m＝5，m+1=6，則第一次激勵：1～5振元第二次激勵：1～6振元第三次激勵：2～6振元第四次激勵：2～7振元……圖4.2d/2間隔掃描示意圖第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.1超聲波束的聚焦、發射與控制表4-2d/2間隔掃描工作過程特點：聲束間距為d/2，與組合順序掃描相比，線數增加1倍，圖象更加清晰。第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.1超聲波束的聚焦、發射與控制d/4間隔掃描表4-3d/4間隔掃描工作過程優點：線密度是組合順序掃描的4倍，圖象質量進一步提高。缺點：每次發射與接收振元的分組不一定相同，因此收發控制電路相對復雜。第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.1超聲波束的聚焦、發射與控制圖4.3d/4間隔掃描示意圖第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.1超聲波束的聚焦、發射與控制三、超聲波束的聚焦

為了提高超聲探頭的靈敏度和分辨率，除了對線振探頭實施多振元組合發射外，還需將超聲束在一定的深度范圍內進行聚焦，增強波束的穿透力和回波強度。聲學聚焦電子聚焦1、聲學聚焦（聲透鏡）

設透鏡聲速為c1，人體組織聲速為c2。若c1>c2，聲透鏡要做成凹形才具有聚焦效果。圖4.4平凹聲透鏡

第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.1超聲波束的聚焦、發射與控制圖4.5平凸聲透鏡若c1<c2，則透鏡要做成凸形才具有聚焦效果。為了保證最大透射，一般要求聲透鏡中心厚度應為λ/2的整數倍。第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.1超聲波束的聚焦、發射與控制2、電子聚焦

電子聚焦，實質是對各振元采用延時激勵，使每一激勵脈沖經不同的延時后到達各振元，使得各振元發射的聲場在焦點處相位相同，干涉加強，等效為一個凹面發射源。圖4.6發射電子聚焦示意圖

假設要發射一組振元（n＝8），使其聚焦焦距F=35mm，設振元1、2、3距離線振中軸線距離為L1、L2、L3，兩相鄰振元間的距離d=0.5mm，則則振元1與振元2之間的聲程差為：O第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.1超聲波束的聚焦、發射與控制同理可得：由聲程差可計算出各相位延時量t第一次：激勵振元1和8；第二次（13.9ns后）：激勵振元2和7；第三次（再經9.27ns）：激勵振元3和6；第四次（再經4.64ns）：激勵振元4和5。注：接收回波時，各振元接收到的回波也存在相應的相位差，因此接收電路中各線上也要設置和發射電路延時量相等的延遲電路。O第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.1超聲波束的聚焦、發射與控制3、動態電子聚焦

通過改變激勵脈沖的延時量，可使發射聲束的焦距可變，使得在整個探測深度范圍內波束都能良好的會聚，提高分辨率，即動態電子聚焦。其中最簡單實用的方法，是全深度分段動態電子聚焦。圖4.7全深度分段動態電子聚焦示意圖

將探測區分成四段：近場(N)，中場(M)，遠場1(F1)和遠場2(F2),四個焦距。工作時按近場、中場、遠場1和遠場2等順序發射，將每次發射對應的回波信號經A/D轉換后以數據形式儲存，利用程序將發射焦距與相應段的回波信號處理，合成高分辨率的圖象。第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.1超聲波束的聚焦、發射與控制四、超聲波束發射聚焦電路發射聚焦電路基本要求：能根據波束掃描方式的需要，提供多路觸發脈沖輸出。對于組合順序掃描、間隔掃描方式來說，所提供脈沖的個數為一次發射被激勵振元(或群)數的一半；一次輸出的各觸發脈沖的延時量應符合發射聚焦的要求；考慮探頭工作頻率的變換和多點動態聚焦的需要，脈沖延遲時間應能通過數控方式快速變換；應有足夠的延時精度。第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.1超聲波束的聚焦、發射與控制1、延遲線圖4.8模擬延遲線等效電路

為了實現發射和接收超聲波束的電子聚焦，需要設計相應的延遲電路，即一種集中參數延遲線，它用于實現對所傳輸信號的延時。集中參數延遲線可分為數字延遲線和模擬延遲線。第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.1超聲波束的聚焦、發射與控制2、可變延遲電路圖4.9可變延遲電路

在實際應用中，往往需要延遲線的延時量可變，為此，可在延遲線電感上取出若干抽頭，并配以多路轉換開關進行轉換，使延時量分級可變。假設延遲線相鄰兩個抽頭的延時量為10ns，通過改變選通控制碼的狀態，使輸出延時量變化。表4－4選通控制碼與延時量關系第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.1超聲波束的聚焦、發射與控制以阿洛卡SSD-256型B超儀為例，其探頭由80振元組成，該機聚焦延時電路共有16路，產生16路經延時的觸發脈沖輸出。下圖為16路發射聚焦延遲電路中的一路，電路中用兩條延遲線DL101(10ns/步階×7)，DL102(80ns/步階×6)，共13級延時分級（最小延時量10ns，最大延時量550ns）。3、典型聚焦延遲電路圖4.10SSD-256發射聚焦電路第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.1超聲波束的聚焦、發射與控制五、發射多路轉換開關——脈沖分配器發射聚集電路產生的數個延時脈沖還不能直接控制發射脈沖產生電路工作，這是因為線陣探頭通常由多達數百個振元組成，且每次以其中一組振元發射。如SSD-256型B超儀，振元數為80個，如5個振元一組，則分成16組（對應16路聚焦延遲電路），每次只能觸發5個振元中的一個。因此在發射聚焦電路和脈沖產生電路之間，還必須設置一脈沖分配電路——發射多路轉換開關。

作用：用于實現對發射聚焦電路輸出延遲脈沖的再分配，以實現對發射波束掃描方式的控制。

第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.1超聲波束的聚焦、發射與控制圖4.11SSD-256型B超儀發射多路轉換開關利用16片的3線－8線譯碼器完成對80個振元的脈沖分配。第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.1超聲波束的聚焦、發射與控制六、發射脈沖產生電路聚焦延時電路輸出的延時脈沖是邏輯信號，無法直接用于振元激勵，因此需要將邏輯脈沖“轉換”成一個幅度、寬度、功率等都能滿足振元產生超聲振蕩的脈沖信號——發射脈沖產生電路。

對于發射脈沖產生電路，發射脈沖的幅度和寬度是兩個非常重要的參數。幅度大，產生超聲功率強，接收靈敏度高；脈寬窄，分辨率高。圖4.12日立EUB-240型B超儀發射脈沖產生電路

第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.1超聲波束的聚焦、發射與控制圖4.12日立EUB-240型B超儀發射脈沖產生電路

芯片IC33輸入端接+5V，另一輸入端接來自聚焦電路輸出的延時脈沖F。IC33對輸入觸發脈沖F僅起一個反相器作用，將F反相成一0～12V的正脈沖，對場效應管TR1的柵級進行開關控制，對電容C17進行充放電控制。F第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.1超聲波束的聚焦、發射與控制1、觸發脈沖未來之前——電容C17充電

IC33接觸發脈沖F的那個輸入端為高電平，經IC33反相后為0V的低電平，TR1截止，電容C17被充電到接近＋125V。2、觸發脈沖到來時——電容C17放電

觸發負脈沖到來時，輸出一個+12V的開門電平，使TR1迅速導通，電容C17向振元T放電，C17上的125V電壓全部加在振元上，使之產生超聲振蕩。3、觸發脈沖后沿結束時——所產生的激勵脈沖還沒有結束

雖然TR1截止（開關關閉），但是由于分布電容C0的存在，C0在充電期間所充的電荷不會立即消失，經T緩慢放電會導致激勵脈沖后沿拖長。

為縮短激勵脈沖后沿拖長時間，在振元T兩端并一個電感L，關門期間由于L產生的反相電勢將加速C0的放電速度，使激勵脈沖后沿變陡，提高分辨率。第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.1超聲波束的聚焦、發射與控制圖4.13激勵脈沖波形

第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.1超聲波束的聚焦、發射與控制七、二極管開關及其控制電路線陣探頭的振元多達數百，為了盡可能減少探頭與主機的連線，通常采用二極管開關控制電路，按掃一定的描方式對二級管開關進行控制，從而控制一次發射和接收振元的數量。圖4.14一種二級管開關電路一、二極管開關電路

探頭有多少個振元就需要多少個二極管開關電路。下圖為一典型的二級管開關電路，其中F端接發射脈沖產生電路，H端接回波接收電路，K端與主機中的二級管開關控制電路相連。第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.1超聲波束的聚焦、發射與控制圖4.14一種二級管開關電路工作原理：

當控制信號K輸入為-150V時，二極管反偏截止，無論是發射激勵脈沖還是接收回波均無法通過。當控制信號K輸入為+8V時，二極管正偏導通，發射激勵脈沖和接收回波均可通過。振元的激勵必須在激勵脈沖F和控制信號K的共同作用下才能進行。第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.1超聲波束的聚焦、發射與控制表4-5激勵（接收）線與振元的連接

假設振元數為80，如將80個二級管開關的激勵端F（H）和控制端各按某種掃描方式連接，得到15根激勵線F1~F15和16根信號線K1~K16，用31根線完成了80個振元的連接，連線大大減少。表4-6控制線與振元的連接

第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.1超聲波束的聚焦、發射與控制二、二極管開關控制電路

圖4.15二級管開關控制電路

二級管開關控制電路由只讀存儲器IC48，三線－八線譯碼器（IC51~IC53），雙與非門（IC54~IC63）及電平轉換器等組成。1、譯碼電路對于譯碼器只有C2輸入為零，C1輸入為1時芯片才能工作。IC51的C2接Q5,C1反相接Q4;IC52的C2接Q5，C1接Q4;IC53的C2反相接Q5,C1接Q4。第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.1超聲波束的聚焦、發射與控制表4-7譯碼電路輸出

2、電平轉換電路如ROM輸出Q5Q4Q3Q2Q1為00000，IC51選中，Y0＝0，Y0接在兩個與非門的輸入端，此時這兩個與非門輸出均為高電平，經電平轉換器轉換后，在CNT1與CNT2輸出+8v，其余17端輸出－150v。當電平轉換電路輸入端A為低電平時，晶體管T1,T2和T5截止，T3和T4導通，-150V經T4輸出，CNT1為－150V。當A為高電平時，CNT1為+8V。電平轉換電路將邏輯電平3.5V/0.3V轉換為＋8V/-150V，供二極管開關控制。第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.1超聲波束的聚焦、發射與控制圖4-16超聲聚焦、發射系統結構框圖第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.2超聲回波的接收一、超聲接收系統結構不同類型的超聲診斷儀器，其回波接收電路亦有其不同的結構和原理。下圖為線掃式B型超聲診斷儀的回波接收與預處理系統典型結構框圖。圖4-17超聲回波接收與預處理系統結構框圖第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.2超聲回波的接收前置放大器接收多路轉換開關可變孔徑電路接收信號調整電路增益控制電路對數放大與檢波電路勾邊電路為實視增益控制所需的TGC電壓發生器為實現動態濾波所需的DF電壓發生器電路

第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.2超聲回波的接收二、前置放大器1、前置放大器的設計要求

靈敏度高，外部干擾小，內部噪聲低。由于所接收的回波是矩形脈沖調制的超聲振蕩，頻帶寬，要求前置放大器要有足夠的帶寬，否則容易產生波形失真，導致縱向分辨率下降。與探頭饋線要有良好的匹配，即前置放大器輸入阻抗與探頭饋線的特性阻抗應匹配。應具有100dB以上的動態范圍，以免丟失診斷信息。為提高整機的信噪比，應具有較大的功率增益。超聲探頭接收的回波信號通常在10～30μVp-p范圍，在加上傳輸衰減，其信噪比就降得更低，因此需要給它一定量的放大，才能送往后級合成處理。前置放大器路數的多少與一次投入工作的振元數目和開關二極管陣列的控制有關，如日立EUB-240型B超儀，共設有16路前置放大器。第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.2超聲回波的接收圖4-18一款前置放大器2、前置放大器舉例

第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.2超聲回波的接收該前置放大器增益約為7倍（17dB）為與后級延遲線的低輸入阻抗相匹配，該前置放大器采用低輸出阻抗的射極跟隨器輸出；為了提高電路的穩定性，由R63對輸入極引入深度負反饋；二級管D33和D34組成雙向限幅（其限幅電平約為±0.6V），這是為了防止過強信號輸入時，放大器飽和。采用高電壓供電（總供電電壓為5＋15＝20V）,可獲得較大的動態范圍（TR20動態范圍可達13V）。第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.2超聲回波的接收三、超聲回波信號的合成1、回波合成法直接合成法圖4-19回波直接合成法示意圖

O

對來自同一組織深度的回波信號從目標到各振元的順序為：首先到達4號振元，然后3和5，2和6，最后到達1和7。

到達這7個振元的信號來自同一個目標，而到達的時間先后不同。為了達到同相合成，應對各路信號按一定的延遲量進行延遲，然后利用加法器對各信號求和。從而使來自聚點與聚點附近的回波信號增強，而聚點區域外的回波信號干涉減弱甚至抵消。第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.2超聲回波的接收延遲量：

兩步合成法

對于具有對稱延遲特點的回波，通常采用兩步合成法合成回波信號。例如，共有12路回波，兩步合成的方法，第一步先利用多路轉換開關，在控制碼的控制下將其合成6路信號；第二步，根據發射焦點數據，對上述6路信號再次進行調相（即對發射聚焦的“解焦”），使之同相合成一束信號輸出。第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.2超聲回波的接收圖4-20兩步合成法回波信號合成示意圖

第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.2超聲回波的接收四、接收多路轉換開關日立EUB-240型B超儀，發射與接收電路共16路，接收機前端設有16路前置放大器。接收多路轉換開關的作用就是取出并行接收的16個振元中的11個輸出電信號，分成6組輸出（F5~F0）。

對于B超儀中的線陣探頭，每次發射和接收的振元只是整個陣列中的一部分。為了減少發射電路和接收電路的數目，通常對全部振元進行分組，每組共用一套發射和接收電路，并用二極管開關進行控制。圖4-21EUB-240B超儀接收多路轉換開關F0F1F5F4F3F2RQA

RQB

RQC

RQD

RQE

第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.2超聲回波的接收

電路的轉換由一組控制碼RQE-RQA進行控制，22片數據選擇器(14051BFP)的各輸入端分別與16路前置放大器輸出端相連，圖中每片選擇器輸入端的編號，即為該輸入線所連前置放大器的編號，改變控制碼RQE-RQA的值。即可控制輸出F0-F5，與16路前置放大器輸出CH1-CH16的關系。第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.2超聲回波的接收五、可變孔徑電路

采用多振元組合發射實現了電子聚焦和動態電子聚焦，但多振元組合發射、接收使換能器有效孔徑增大，盡管這一過程使近場距離增大，遠場發散角有效減小，但是孔徑增大意味著近場區的分辨率將降低。1、實現孔徑可變的方法

在接收過程中，對于近場區縮小接收孔徑（提高分辨率），接收用較少的振元投入工作；對于中場，適當擴大孔徑，則用比近場稍多一點的振元投入工作；對于遠場為擴大孔徑則接收用較多的振元投入工作。隨著探測深度的增加，分段增加接收振元，達到由淺至深分段增大孔徑，既照顧到近場，又照顧到中場、遠場，使近、中、遠場都有較高的橫向分辨率。第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.2超聲回波的接收圖4-22接收可變孔徑示意圖2、可變孔徑電路

圖4-23可變孔徑電路

如圖的可變孔徑電路由三路受模擬調制分離器（MXIC）控制的二極管開關組成。以串入回波F0的一路進行說明。X端是受控端，X接通XO(+8V)和X1(-8V)，A為控制端，由A端的輸入信號AP0所控制。當A端低電平時，X端與X0接通；當A端為高電平時，X端與X1接通。而X端高低電平又決定二極管D33是正偏導通，還是反偏截止。第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.2超聲回波的接收表4-8MXIC控制二極管開關的工作過程

假設一次以12振元組合發射，上圖中電路輸入端的信號來自于接收的12路回波信號，經前級多路轉換開關合并為6路后的信號（F5~F0）。當孔徑控制碼AP2~AP0為111時，二極管D33、D34、D35均反偏截止，故F2~F0無脈沖輸出，僅孔徑中心的F3~F5三路信號可被后級的放大器接收，因此僅孔徑中心的6個振元能進行有效的接收，對應于近場情況。當孔徑控制碼AP2~AP0為011時，二極管D35正向導通，D34、D33反偏截止，F0與F1無脈沖輸出，F2~F5四路信號可被后級放大器接收，孔徑中心的8個振元能有效接收，對應于中場情況。第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.2超聲回波的接收圖4-24AP2~AP0控制下可變孔徑示意圖

當孔徑控制碼AP2~AP0為000時，二極管D33、D34、D35均正向導通，故F2~F0有脈沖輸出，F0~F5六路信號都可被后級的放大器接收，此時孔徑中心的12個振元都能進行有效的接收，對應于遠場情況。第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.2超聲回波的接收孔徑控制碼AP0~AP2的脈沖持續時間需要根據近場、中場、遠場距離設定。設將探測深度分為四段：近場S1=20mm，中場S2=50mm，遠場（1）S3＝90mm，遠場（2）為90mm以外區域，考慮到聲束收/發，應為2S，則第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.2超聲回波的接收六、接收相位調整電路

接收相位調整電路是回波兩步合成法中的最后一步，實質是發射聚焦的解焦電路。由于一次接收的各振元回波信號在多路轉換開關中已經進行了一次合成，使對稱延遲的多路回波(比如11路)已合成為原來的一半(6路)，則調相電路也僅需要6個通路，且其中僅5個通路需要設置延遲線，這是因為各路信號的延時量總是以接收孔徑邊緣的那一路信號為基準的，即處于孔徑邊緣的那一路回波信號不需要延遲。另外，由于采用分段可變孔徑接收，當變孔徑分段的距離與發射時動態聚集的距離相同時，則接收時各通路的延時時與發射時電子聚集所需的延時量相同，但設計中，接收變孔徑分段可以不同于發射動態聚焦的焦距，此時，接收調相電路各延遲線的延時量則與發射時電子聚焦所需延時量不同。

第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.2超聲回波的接收圖4-25日立EUB-240型B超儀調相電路第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.2超聲回波的接收

上圖為日立EUB-240型B超儀的接收相位調整電路，由五路延遲線DL1~DL5與多路調制器IC39~IC43組成。

該機一次接收11個振元回波信號，首先由接收多路轉換開關將其合成6路（F0-F5

）。其中，F0為接收孔徑邊緣回波信號，因此，F0未經延時便直接送往輸出端；而靠近孔徑中心的其它幾路信號，由于它們由介質中同一焦點位置到換能器的距離不同，必須分別經過不同量的延時，才能在輸出端達到與F0同相合成的目的。

另外，由于該機采用了四段可變孔徑接收收，每次接收，不僅各路回波信號的延時量不同，并且由于孔徑的改變，每次進入調相電路的信號多少也不相同，因此，必須由多路調制器來變換延遲線的延時量，并由一組控制碼FCN0-FCN2來控制這種變換。第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.2超聲回波的接收第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.3超聲回波的預處理超聲回波接收與預處理系統結構框圖第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.3超聲回波的預處理由調相電路輸出的回波信號，能否用普通放大器進行放大？一、增益控制1、問題的提出

由于超聲回波在人體組織中的傳播必然會引起反射和吸收，反射與吸收會帶來能量的損耗，因此透射到人體組織中的超聲波強度將隨著探測深度的增加而減弱。為了補償這種衰減，可設計一稱作時間增益補償（TimeGainCompensation，TGC）的函數發生器，由TGC來控制放大器的增益。當回波信號隨探測深度的增加而逐漸衰減時，而放大器在TGC的控制下，其增益隨探測深度的增加而增大，這就實現了補償目的。圖4-26TGC與回波衰減規律第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.3超聲回波的預處理2、TGC電壓產生電路

實現時間增益控制的方法，通常需要先產生一個TGC函數電壓，然后再用其控制接收電路的增益發生變化。通常采用數字合成式函數發生器來產生TGC電壓，下圖為一個典型的TGC電壓產生電路結構。圖4-27EUB-240型B超儀TGC電壓產生電路

該電路用數據表格，經D/A轉換后產生TGC電壓。

第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.3超聲回波的預處理（1）只讀存儲器ROM

64位存儲器，其13位地址線作如下安排：A12:用作探頭頻率控制位，接FCN;FCN=0時,為3.5MHz；FCN=1時，為5MHz。A11接ZOOM，當ZOOM=0時，表示不進行電子放大（即圖象放大倍率為1）；當ZOOM=1時，表示所顯示圖象為電子放大圖象（當放大倍率為×2時，所顯示圖象為×1時的一半）。圖4-27EUB-240型B超儀TGC電壓產生電路

第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.3超聲回波的預處理A10:用作遠程斜率變換控制，接FAR。這是考慮不同探測深度介質對超聲具有不同的衰減系數，因此增益補償波形也應有不同的斜率，如近場可令FAR=0,而遠場可令FAR=1。高三位地址（A12~A10）的不同狀態，可供選擇八種不同的數據表格，因此可以產生八種不同的TGC電壓輸出。低十位地址A0~A9由一個計數器產生，讓其隨探測深度的不同進行加法或者減法計數。A0~A9的內容為事先設計好的各種不同變化規律的數據，由CPU讀出表格中的數據，經D/A轉換后，得到一近似上升的鋸齒電壓。圖4-27EUB-240型B超儀TGC電壓產生電路

第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.3超聲回波的預處理3、增益控制電路

增益控制電路用于在TGC電壓的控制下實現深度的增益補償。為達到此目的，TGC電壓通常有兩種作用方式：其一是將TGC電壓作用到射頻放大器的偏置電路；其二是將TGC電壓作用到射頻放大器的反饋電路。圖4-28TGC電壓不同作用方式的增益控制電路

第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.3超聲回波的預處理圖4-28TGC電壓不同作用方式的增益控制電路

圖（a）電路中，TGC電壓的加入，使三極管的偏置發生變化，由于三極管的β值與Ib在一定范圍內成正比，從而使放大器的增益得到控制。圖（b）則是控制反饋回路晶體管的偏置，使放大器的負反饋量改變，導致放大器的增益隨探測深度的增加而增大。第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.3超聲回波的預處理（2）關于GAIN0~7

GAIN0~7為操作員按面板上的遠程或近程按鍵而產生的一組變化的控制數據。輸入加法器的B端，與A端輸入的數據相加，達到修正TGC曲線的目的，這種方式增加了操作員的靈活性。圖4-29發射驅動與TGC電壓的對應時間關系第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.3超聲回波的預處理圖4-30EUB-240型B超儀增益控制電路

第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.3超聲回波的預處理

圖中虛線部分為動態濾波電路。增益控制電路由四級放大器組成，與普通場效應管放大器不同，該電路設計了兩級具有正向增益特性的雙柵極場效應管放大電路（TR20和TR21）。由于雙柵極場效應管的兩個柵極對漏極具有相同的控制特性，因此TGC電壓與射頻回波信號可以分別施加與不同的柵極上。由相位調整電路輸出的合成回波信號首先經場效應管TR19放大后加到TR20管的G1端，經TR20放大后由其漏極輸出加至TR21管的G1端。TR20和TR21兩級放大器的增益同時受電位器VR17和加于第二柵極G2的TGC電壓控制，因此當VR17調定后，電路的增益便僅受TGC電壓的控制了，從而該電路可實現對回波信號的深度增益補償。該電路的增益可由VR17進行調節，其增益控制范圍為－10~+20dB。第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.3超聲回波的預處理

如下圖所示，當TGC電壓由低逐漸變高時，工作點Q將沿ID-VG圖所示一直上移至Q4，曲線斜率也由小變大，故增益也由小變大。如近場（t1~t2），回波強(V1~V2),但此時曲線斜率小，增益小；遠場（t3～t4）段，回波弱（V3）,曲線斜率大，增益大，弱信號被放大，且放大后幅度與近場回波信號放大后幅度基本上相同。圖4-31TGC增益控制原理示意圖

第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.3超聲回波的預處理圖4-32DF電壓控制選頻網絡示意圖工作頻率的高低對回波衰減的影響也是不容忽視。回波在人體組織中傳播時，其高頻分量比低頻分量衰減的快，因此當發射超聲的頻帶較寬時，其接收回波的頻率成分必然與探測深度有關，頻譜中心會隨著探測深度增加而下移。

為了將有診斷價值的回波信息提取出來，濾波時，近場應考慮濾除過強的低頻成分，遠場時應濾除高頻干擾。近場——高通濾波遠場——低通濾波動態濾波二、動態濾波1、問題的提出第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.3超聲回波的預處理

所謂動態濾波其實就是一個頻率可控的選頻網絡。在這個選頻網絡中，接入變容二極管，通過改變施加在變容二極管兩端反偏電壓的大小來改變二極管的結電容，從而達到改變LC回路工作頻率。圖4-32DF電壓控制選頻網絡示意圖

變容二極管的接電容隨反偏電壓的增加而減小，在探測淺表段（近場區），反偏電壓高，結電容小，選頻網絡諧振頻率高；控制反偏電壓，使隨著探測深度的增加而減小，則結電容隨著探測深度的增加而逐漸減小，選頻網絡逐漸由高通轉為低通，實現動態濾波（dynamicfilter）。第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.3超聲回波的預處理圖4-33EUB-27型B超儀所用動態濾波器

下面介紹一個動態濾波電路實例：變容二極管V1、V2電容變化范圍在30PF(9V)~400PF(1V),由電感L,電容C1與V1、V2組成一個LC選頻網絡。第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.3超聲回波的預處理2、動態濾波（DF）電壓產生電路下圖為EUB-240型B超儀的DF電壓發生器，它由三態非反相總線驅動器（IC42）、數模轉換器（IC44）以及運放IC46等組成。圖4-34EUB-240型B超儀DF電壓發生器

工作過程如下：CPU送出的一組動態濾波數據DDF0~DDF4，經IC42驅動后送入D/A轉換器IC44進行轉換，其輸出經運放IC46后形成DF輸出電壓。第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.3超聲回波的預處理圖4-35EUB-240型B超儀DF電壓輸出波形

對應一次發射接收，DF電壓變化一個周期，接收期比發射器稍延時，然后以近似指數規律下降。第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.3超聲回波的預處理3、動態濾波電路下圖虛線框內即為動態濾波電路，其中一個虛線框接在增益控制電路的輸入端，由電容C212、C136和變容二極管D37、D38組成的一個選頻槽路；另一個虛線框接在增益控制電路的輸出端，由L24,C213,C150和變容二極管D39，D40組成的一個選頻槽路。為了增大頻率控制范圍，電路中采用兩個變容二極管并聯使用。第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.3超聲回波的預處理

DF電壓加在四個變容二極管的負端，如前所述，近場DF電壓高，變容二極管結電容小，槽路諧振頻率高，信號低頻分量得到很大的衰減；遠場DF電壓低，變容二極管結電容大，槽路諧振頻率低，高頻分量得到衰減。第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.3超聲回波的預處理三、對數放大器超聲回波信號的動態范圍很大，通常可達100～110dB。由TGC增益控制，已將回波動態范圍從100～110dB，壓縮到40～60dB。但還不能滿足要求，比如普通的CRT顯示器視覺可分辨亮度范圍為20～26dB。因此在TGC增益控制電路后，還需加對數放大器，將超聲回波信號的動態范圍進一步由60dB壓縮到小于26dB。

采用對數放大，實際上是一種幅度壓縮技術，經過壓縮處理所顯示的回波圖象基本上保留了原圖象的差異，最終得到的超聲圖中包含了各種幅度信息，使圖象層次更為豐富。第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.3超聲回波的預處理1、對數放大器的基本原理

所謂對數放大器就是對信號進行對數壓縮的一種非線性放大器。實現對數壓縮的方法通常有兩種：一是折線近似法，另一是逐次飽和法。B超儀中所用的對數放大器都是采用逐次飽和法。（1）單級差分放大器

圖4-36單級差分放大器示意圖

式中：I0為反相飽和電流；

q為電子電荷；

k為玻爾茲曼常數；

T為絕對溫度。晶體管PN結，結電壓V與通過的電流之間存在以下的指數關系：第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.3超聲回波的預處理圖中的I1、I2可表示為：

室溫下（20oC），kT/q約為26mV。因此，當晶體管PN結結電壓V較大（如60mV）時,則有，上式可化簡為：假設：Vbe1－Vbe2＝V1-V2，則：又有I1+I2=Ik，并令x＝（V1-V2）q/kT圖4-36單級差分放大器示意圖

第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.3超聲回波的預處理可得：圖4-37I1/IK與x的關系

當時，I1與x（即輸入電壓差）基本呈線性關系，這是一般小信號差分放大器的工作區域。當x為正且大于1時，I1與x的關系大致呈對數關系，當x<-1時，I1與x大致呈指數關系。第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.3超聲回波的預處理（2）對數放大器由以上分析可知，單級差分放大具有有限的小信號動態范圍，常溫下等于±26mV，當輸入電壓（Vbe1－Vbe2）超過100mV后集電極電流基本不再變化，呈現較好的限幅特性。若將多級差分放大器級聯后，并對各級的差分放大輸出求和，即為對數放大器。圖4-38對數放大器示意圖

當輸入信號很小時，各級均不限幅，此時輸出電壓VO將快速隨輸入電壓Vi增長。當輸入電壓增長到某一值時，最后一級差分放大器發生飽和（限幅）；隨著信號增大，放大器的飽和級數增加，并逐漸向前級推移；當達到規定的最大輸入信號時，最前級放大器將飽和，將各級放大器輸出全部相加，就得到一完整的對數近似。第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.3超聲回波的預處理2、集成對數放大器

由基本對數放大器構成的寬動態范圍對數放大器電路復雜，因此現代B超儀通常采用集成對數放大器來完成回波信號的動態范圍壓縮，集成對數放大器TL441是應用最普遍的一種。在一片TL441中有兩個相同的對數放大器，其輸入分別用A和B,輸出分別用Y和Z表示。圖4-39TL441集成對數放大器第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.3超聲回波的預處理圖4-40TL441集成對數放大器（a）引腳圖（b）原理方框圖（a）（b）TL441由四級單級差分放大器組成，每級輸入阻抗為500Ω，工作頻率從直流到40MHz。左右兩路輸出并聯后形成120dB動態范圍的對數放大器。其中CA2、CA2’以及CB2和CB2’為對數線性度調整用，若對精度要求不高，這四個引腳可以懸空。第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.3超聲回波的預處理下圖為日立EUB-240型B超儀的對數放大電路。該B超儀的對數放大電路設計在TGC增益控制電路之后，要求覆蓋的動態范圍大大減小，因此利用TL441芯片的一半即可完成對輸入信號動態范圍的壓縮。圖4-41EUB-240型B超儀對數放大電路第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.3超聲回波的預處理四、檢波電路

檢波電路主要由差動放大器（IC46）、檢波二級管(D41、D42)，低通濾波器IC47等組成，作用是將對數放大器輸出的高頻回波信號變換為視頻脈沖輸出，便于后續圖象數字信號處理和顯示器顯示。圖4-42EUB-240型B超儀檢波電路

U1U2第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.3超聲回波的預處理對數放大器輸出的信號施加于放大器IC46的輸入端，IC46引腳7、8輸出的信號為雙向檢波器提供信號源U1和U2，R87為檢波器的負載電阻。當壓降U1和U2為上正下負時，二極管D41截止，該回路無電流通過；二極管D42導通，該回路有電流，在電阻R87產生壓降，B點輸出電壓為負。當壓降U1和U2為上負下正時，二極管D42截止，該回路無電流通過；二極管D41導通，該回路有電流，在電阻R87產生壓降，B點輸出電壓仍為負。因此無論輸入信號為正半周還是負半周，負載電阻R87始終獲得上負下正的壓降，此信號即檢波器的輸出信號，即下圖B點的波形。ABC圖4-43檢波器輸出波形示意圖U1U2第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.3超聲回波的預處理B點信號送至IC47經低通濾波處理后（將B點波形的包絡提取出來），獲得C點脈沖輸出波形，即視頻輸出。需要說明的是，由于導通二極管存在“0.6V”的死區壓降，會使小信號檢波丟失，出現失真。因此電路中利用二極管D43為檢波二極管D41、D42提供-0.6V的起始電平，使檢波二極管導通電壓趨于零，防止信號的丟失與失真。U1U2第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.3超聲回波的預處理五、勾邊電路勾邊又稱邊緣增強，是圖象處理技術的內容之一，目的是加強圖象景物的輪廓。基本原理：增強信號的高頻成分，減弱低頻成分。對于模擬圖象信號，常用的勾邊方法可采用微分相加、積分相減。1、微分相加法

對超聲脈沖進行微分，微分輸出信號的幅度將正比于原始信號的前（后）沿的變化率與信號幅度大小。然后再將原始信號與微分信號相加，則合成信號的前后沿明顯變陡。原始信號微分信號相加信號第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.3超聲回波的預處理2、積分相減法

對超聲脈沖進行限幅積分（分辨變差），然后將原始信號與限幅積分信號相減，所得信號與原始信號相比邊緣明顯增強。原始信號

積分信號

相減信號

§4.3超聲回波的預處理3、勾邊電路

勾邊電路主要由IC48,IC49,IC50與IC51等組成，IC48和IC49為積分限幅放大器，IC50為加法器，IC51為三個二選一模擬開關圖4-44EUB-240型B超儀勾邊電路IC51

第四章醫學超聲診斷儀基本電路§4.3超聲回波的預處理輸入IC50的信號有四路：第一路信號為VA，它是檢波輸出的視頻信號，未經任何加工處理，具有正常分