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文檔簡介

精品文檔-下載后可編輯在不損失SNR的前提下,將高壓信號轉換成低壓ADC輸入-設計應用模/數轉換器(ADC)電路設計中,特別是當系統設計人員需要處理各種擺幅的電壓信號時,很容易產生的一個誤區是縮小輸入信號范圍,以適應ADC的滿量程范圍,這將大大降低信噪比(SNR)。綜合來看,相對于高壓ADC,低壓(5V或者更低)ADC的選擇范圍更寬。高電源電壓通常會導致大的功耗,電路板設計也更加復雜,例如,需要使用更多的去耦電容。這篇應用筆記討論了由于信號縮小所引起的SNR損失,如何量化這些損失,以及如何減小這些損失。很多傳感器或系統輸出為高壓或雙極性消耗,比如,常見的±10V。當然,可以通過一些簡單的方法將這些信號送入ADC,進而利用高壓ADC處理這些寬范圍輸入信號,不會造成SNR損失。這些方案通常需要額外的高壓電源,以滿足輸入量程及較大功率的需求(圖1所示)。這些高壓ADC同時也限制了信號調理(運放)方案的使用。如果信號需要復用高壓和低壓輸入,實際電路的成本將更高(圖2)。

圖1:MX574A高壓ADC能夠支持較大的輸入信號量程,但也消耗較高功率。為了實現這個方案,必須采用±15V雙電源和+5V單電源供電。

圖2:多路復用、雙極性高壓輸入ADC系統。

也可以使用一個輸入運放,將信號縮小到低壓ADC的滿量程范圍。該信號調理電路可以連接到一個單獨的模擬開關輸入口(如圖3),將所有信號都限制在ADC輸入范圍以內。

圖3:采用單片MAX11100低壓ADC和復用器處理高壓輸入。

采用運放縮小信號電壓范圍時,可以將運放噪聲等效為運放的輸入噪聲。這里主要有兩個噪聲源:運放參考輸入噪聲和壓縮信號產生的ADC輸入參考噪聲。這兩個噪聲源組合成一個二次方程。此外,放大器噪聲經過ADC輸入帶寬以及運放和ADC輸入之間的抗混疊濾波器濾波,如圖4所示。

圖4:比例運放引入噪聲,但該噪聲經過RC濾波和ADC輸入網絡濾波。

系統SNR(運放輸入前端)公式為:

其中:vnADC=ADC的輸入RMS噪聲vnOPA=運放的輸入噪聲f-3dB=單極點-3dB頻率對于給定的ADC滿量程范圍、ADC輸入參考噪聲、運放增益,有兩個參數會影響到終的信噪比損失:濾波器截止頻率和放大器輸入參考噪聲。如果信號源具有低頻成分,可通過設計濾波器使其具有更高的輸入噪聲容限(在保證低功耗、低成本需求的同時,會犧牲一定的噪聲性能)。如果ADC限制了系統帶寬,則需要運放具有足夠低的輸入噪聲,以達到SNR的要求。舉一個例子,輸入信號為±10V,而ADC滿量程輸入為5VP-P,ADCSNR為92dB。此時,放大器衰減系數是4倍(將輸入調整到滿量程)。數據手冊提供的ADC輸入噪聲是44.4nVRMS。假設濾波器截止頻率為10kHz,如果采用輸入噪聲為10nV/√Hz的運放,則損失信噪比為:SNR(loss)=0.035dB如果沒有使用濾波器,ADC帶寬為10MHz,為了將SNR控制在同等水平,則要求輸入噪聲為0.3nV/√Hz,設計中很難達到這樣的要求。對于同樣10MHz帶寬的ADC,如果我們允許SNR(loss)=0.5dB,則要求運放噪聲指標為4nV/√Hz,這一點很容易做到。目前,具有更高集成度、設計更靈活的解決方案允許不同信號范圍的輸入,輪訓采集每個通道時,編程相應通道的輸入增益優化SNR。比如,Maxim的MAX1300系列16/14位ADC提供多8路輸入信號,如圖5所示。MAX1300可接受雙極性輸入信號,±12V,只需單5V供電,由此減少了外圍器件和供電電源數,進而縮小PCB面積。

圖5:MAX1300ADC具有可編程輸入量程(單電源供電支持雙極性輸入),每個采樣可編程放大倍數,內部基準。12位MAX11131、16通道、3MspsADC同樣提供了設計靈活性。該器件采用SampleSet?技術,用戶可以靈活配置模擬輸入通道的采樣順序,允許多達256種任意掃描順序(圖6)。SampleSet技術還允許以非對稱形式設置每個通道的掃描頻率,靈活處理各個通道的高/低頻信號。

圖6:MAX11131功能框圖,3Msps、12位、16通道ADC提供靈活的SampleSet多路輪詢功能。綜上所述,實際應用中,對于給定的系統帶寬和SNR損失容限,可以通過加入一個比例放大器將高壓信號轉換到ADC滿量程范圍規定的

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