高頻電子線路之高放第一頁，共四十八頁，2022年，8月28日3.4晶體管功放的高頻特性前言：對于晶體管，Cb’c在f<0.5f時，可以忽略其對電路的影響。高頻中：f<0.5f我們叫其為低頻區，這是一個相對的稱呼。按功放工作頻率相對于fT劃分區域可分為：

f<0.5f低頻區，忽略所有電抗的影響0.5f<f<0.2fT中頻區，只考慮容抗0.2fT<f高頻區，考慮全部電抗的影響

下面定性分析頻率對晶體管功放的影響第二頁，共四十八頁，2022年，8月28日一、基區內非平衡少子的影響1.平均渡越時間在基區內，非平衡少子自發射集到集電極所需要的時間叫渡越時間。平均渡越角：例：顯然，工作頻率越高，渡越角越大第三頁，共四十八頁，2022年，8月28日2.低頻時：第四頁，共四十八頁，2022年，8月28日3.高頻時：射極電流會產生一個負的拖尾（反向脈沖），相應集電極電流滯后，通角變大，導致效率降低。二、rbb’的影響低頻時：rbb’<<rb’e高頻時：rb’e與rbb’可相比較此時rbb’上的壓降加大，導致Vbm加大第五頁，共四十八頁，2022年，8月28日三、飽和壓降的影響晶體管工作于高頻時,實驗發現其飽和壓降隨頻率提高而加大。第六頁，共四十八頁，2022年，8月28日四、發射極引線電感的影響在高頻時，各電極引線電感的影響不可忽略。在共發射極電路中，尤其以發射極引線電感的影響最為嚴重。相當于射極引入一個反饋，使Vb’e下降，從而使Po下降，即功放管增益下降。為了減小引線電感，除了改進晶體管結構外，在電路安裝時應盡量縮短管外引線，尤其時公共端對地的引線，以免使功放管增益下降，或產生不需要的反饋和使工作不穩定。第七頁，共四十八頁，2022年，8月28日3.5諧振功率放大器電路諧振功率放大器電路包括集電極饋電電路、基極饋電電路和匹配網絡等，下面分別加以敘述3.5.1各極饋電電路的構成法則——滿足條件一、集電極電路為了盡可能的將直流能量轉換成高頻能量，饋電線路應滿足：1.管外電路盡可能無電阻，即IC0m流過直流源VCC，電源給出能量。第八頁，共四十八頁，2022年，8月28日2.IC1m通道：管外電路除諧振回路外無電阻，IC1m流過回路，得到高頻能量。3.Icnm通道：管外電路短路無電阻，Icnm流過回路不產生壓降，不產生高頻輸出。二、基極電路1.VBB加在B、E極之間，通路中無損耗。2.Vb（t）加在B、E極之間，通路中無損耗。3.5.2集電極饋電電路饋電電路分串饋和并饋兩種。串饋是指直流電源，晶體管和負載三部分在電路形式上串聯。并饋是指直流電源，晶體管和負載三部分在電路形式上并聯。但無論哪種電路形式,直流偏壓與交流電壓總是串聯迭加的。第九頁，共四十八頁，2022年，8月28日一、串聯饋電書第95頁圖2－3－1a，圖中的高頻扼流圈Lc和高頻短路電容Cc的作用在于阻止高次諧波流過直流電源并為其提供短路通道,以免高次諧波影響直流電源的穩壓性能。1.滿足構成法則對IC0m，回路上只經過VCC；對IC1m，回路上LC諧振，無電阻；對Icn，回路上LC處于失諧狀態。2.容抗，很小，可近似為短路。感抗，很大，可近似為開路。3.優點：LC與CC處于高頻地電位，它們的分布電容不影響回路的諧振頻率。缺點：LC回路處于直流高電位，不能接地，安裝調整不方便。第十頁，共四十八頁，2022年，8月28日二、并聯饋電圖見書95頁圖2－3－1（b）

圖中Lc為高頻扼流圈，Cc1為隔直流電容，Cc1為電源濾波電容。1.滿足構成法則2.容抗，很小，可近似為短路。感抗，很大，可近似為開路。3.優點：回路處于直流地電位,L、C元件可接地,故安裝調整方便。缺點：Lc和Cc1不處于高頻地電位,并接在回路上，承受較高的交流電壓，所以它們對地的分布電容直接影響回路的諧振頻率。注：以上兩種電路均滿足第十一頁，共四十八頁，2022年，8月28日3.5.3基極饋電電路1.饋電電路也分為串饋和并饋兩種。2.在集電極饋電電路上，是用VCC這個電源供電，但在基極上一般采用自給式偏置和分壓式偏置。⑴分壓式偏置電路，書第96頁圖2－3－2（a）⑵自給式偏置：VBB由自偏提供，而不用直流電源。書第96頁圖2－3－2（b）與（c），有基極自給偏置，射極自給偏置，組合偏置和零偏置四種形式。自給偏置效應：偏置電壓隨輸入信號電壓振幅而變化的效應。在無輸入信號時,自給偏壓電路的偏置為零。隨著輸入信號的逐漸增大,加在晶體管be結之間的偏置電壓向負值方向增大。第十二頁，共四十八頁，2022年，8月28日例：1.T用NPN管2.集電極串聯饋電3.采用基極自給偏置電路4.基極采用并聯饋電電路5.電源電壓VCC為24V。第十三頁，共四十八頁，2022年，8月28日3.5.4匹配網絡引言為了使諧振功放的輸入端能夠從信號源或前級功放得到有效的功率,輸出端能夠向負載輸出不失真的最大功率或滿足后級功放的要求,在諧振功放的輸入和輸出端必須加上匹配網絡。匹配網絡的作用是在所要求的信號頻帶內進行有效的阻抗變換(根據實際需要使功放工作在臨界點、過壓區或欠壓區),并充分濾除無用的雜散信號。匹配網絡是介于末級放大器于實際負載之間的耦合回路，一般要達到如下要求：⑴將外接負載RL變換為放大管所要求的負載Re，以保證放大器高效率的輸出所需的功率。第十四頁，共四十八頁，2022年，8月28日⑵濾波性要好，抑制工作頻率范圍以外的不需要頻率。⑶要保證放大器傳輸到負載的功率最大，即要求網絡的傳輸效率盡可能接近1。⑷結構要求盡可能的簡單。類型：有L型，型，T型，雙回路和多級耦合網絡等?；芈坊A：串、并聯回路的互換。一、倒L型網絡㈠電路原理圖按照電感和電容接在串臂或并臂的不同分為高通型和低通型兩種。當電感L接在并臂上，是高通型；電容C接在并臂上是低通型。㈡計算已知rA，Re和w，分別求串聯電路和并聯電路的L、C。第十五頁，共四十八頁，2022年，8月28日㈢倒L網絡的效率㈣濾波度（越大越好）定義：負載支路中的諧波電流含量小于集電極內諧波含量的蓓數。第十六頁，共四十八頁，2022年，8月28日對于（a）（b）兩種電路：所以低通型優越高通型。小結：1.rA，Re確定后，Qe值不可調。2.濾波度和效率之間存在矛盾。所以Qe值一般取5～10。二、型網絡㈠電路原理圖按照電感和電容接在串臂或并臂的不同可有四種類型。㈡計算已知rA，Re和w，以a圖為例，分別求出L、C1和C2。方法：把型網絡分解成兩個倒L型網絡。先求第一級，再求第二級。第十七頁，共四十八頁，2022年，8月28日㈢討論型網絡匹配rA、Re時，需給出Q1，既實現阻抗變換，還可保證一定濾波功能。2.3.第十八頁，共四十八頁，2022年，8月28日三、T型網絡㈠電路原理圖㈡計算已知rA，Re和w，分別求出XS1、XS2和XP。方法：把T型網絡分解成兩個倒L型網絡。先求第一級，再求第二級。㈢討論1.2.L型網絡不太適應調整參數，一般T型網絡作中間級耦合，型低通在輸出電路中應用較多。第十九頁，共四十八頁，2022年，8月28日例已知某電阻性負載為10Ω，請設計一個匹配網絡，使該負載在20MHz時轉換為50Ω。如負載由10Ω電阻和0.2μH電感串聯組成，又該怎樣設計匹配網絡?解：由題意可知，匹配網絡應使負載值增大，可采用倒L型網絡。如負載為10Ω電阻和0.2μH電感相串聯，在相同要求下的設計步驟如下：

第二十頁，共四十八頁，2022年，8月28日由1560pF和318pF兩個電容組成的倒L型匹配網絡即為所求，如圖例1.3(b)虛線框內所示。這是因為負載電感量太大，需要用一個電容來適當抵消部分電感量。在20MHz處，1560pF電容和0.2μH電感串聯后的等效電抗值與(a)圖中的0.16μH電感的電抗值相等。第二十一頁，共四十八頁，2022年，8月28日3.6倍頻器（丙類）引言定義：輸出信號的頻率比輸入信號頻率要高n倍的電路，所以諧振放大器諧振回路的諧振頻率取為nf，實現了倍頻。倍頻的目的：提高頻穩度，因為頻率越高，穩定性越差；減弱了輸入與輸出回路的寄生耦合；在主振頻率不變的情況下，擴展工作波段；降低了電子設備的主振頻率；在調頻調相發射機中，加大頻移或相移，加深調制深度；實現方法：f<100MHz，采用晶體管倍頻器

f>100MHz，采用變容管，階躍二極管倍頻器第二十二頁，共四十八頁，2022年，8月28日一、基本原理諧振回路調諧在nw頻率，所以對nw頻率的信號諧振，呈現阻抗最大，起到選頻作用。二、討論1.倍頻器不宜工作在過壓狀態，因為這時iC出現凹陷，影響到輸出功率，并且其諧波分量并不增加。2.n的選擇：n<6分析：隨著n的增加，輸出功率在下降，n如果太大，達不到目的，所以n不能太大。一般：第二十三頁，共四十八頁，2022年，8月28日對輸出效率：3.提高回路濾波能力提高回路有載Qe效率下降4.若n過大，低于n次諧波的電流分量比n次諧波分量幅度大，不易濾波。第二十四頁，共四十八頁，2022年，8月28日3.7功率合成技術引言功率合成是實現多個晶體管功率放大器聯合工作，同時對信號放大的技術。用合成技術將各輸出端信號相加得到總輸出。1.單個晶體管輸出功率有限，當要求的Po不滿足時，采用功率合成。2.要求：放大器之間相互隔離，互不影響；合成時損耗要?。粦哂袑掝l帶特性（這樣可不需要調諧）。3.實現功率合成的電路種類很多，一般都由無源元件組成，統稱為魔T混合網絡。4.本節主要討論魔T混合電路第二十五頁，共四十八頁，2022年，8月28日3.7.1傳輸線變壓器

普通變壓器上、下限頻率的擴展方法是相互制約的。為了擴展下限頻率，就需要增大初級線圈電感量,使其在低頻段也能取得較大的輸入阻抗，如采用高導磁率的高頻磁芯和增加初級線圈的匝數，但這樣做將使變壓器的漏感和分布電容增大，降低了上限頻率；為了擴展上限頻率,就需要減小漏感和分布電容，減小高頻功耗，如采用低導磁率的高頻磁芯和減少線圈的匝數，但這樣做又會使下限頻率提高。傳輸線變壓器是基于傳輸線原理和變壓器原理二者相結合而產生的一種耦合元件。它是將傳輸線(雙絞線、帶狀線或同軸線等)繞在高導磁率的高頻磁芯上構成的，以傳輸線方式與變壓器方式同時進行能量傳輸。優點：頻帶寬，結構簡單，插入損耗小第二十六頁，共四十八頁，2022年，8月28日一、構成：用傳輸線繞在高磁導率的鐵芯磁環上，其中傳輸線可以是同軸電纜、雙股線或帶狀線，磁環一般由鎳鋅高磁導率的鐵氧體制成。上限頻率：1000MHz，fmax/fmin達104。1.傳輸線：當工作在低頻段時，由于信號波長遠大于傳輸線長度，分布參數很小，可以忽略，故變壓器方式起主要作用。由于磁芯的導磁率高，所以雖傳輸線較短也能獲得足夠大的初級電感量，保證了傳輸線變壓器的低頻特性較好。當工作在高頻段時，若傳輸線是無損耗的，則傳輸線的特性阻抗第二十七頁，共四十八頁，2022年，8月28日

其中ΔL、ΔC分別是單位線長的分布電感和分布電容。在無耗匹配的情況下，上限頻率將不受漏感、分布電容、高導磁率磁芯的限制。而在實際情況下，雖然要做到嚴格無耗和匹配是很困難的，但上限頻率仍可以達到很高。當Zc與負載電阻RL相等，則稱為傳輸線終端匹配。在此無耗、匹配情況下，若傳輸線長度l與工作波長λ相比足夠小(l＜λmin／8)時，可以認為傳輸線上任何位置處的電壓或電流的振幅均相等，且輸入阻抗Zi=Zc=RL，故為1:1變壓器?？梢?，此時負載上得到的功率與輸入功率相等且不因頻率的變化而變化。2.實際上，為擴展上限頻率：盡可能使RL接近ZC，才能終端匹配；盡可能縮短傳輸線的長度。第二十八頁，共四十八頁，2022年，8月28日3.傳輸線（理想情況）由以上分析可以看到，傳輸線變壓器具有良好的寬頻帶特性。根據傳輸線理論，只要傳輸線無損耗且終端匹配，信源向傳輸線供給功率不變，通過傳輸線全部被負載吸收，可認為是傳輸線有無限的工作頻寬。

4.在上限頻率范圍內，傳輸線上電壓和電流處處相等。

二、1:1倒相器在圖中,(a)圖是結構示意圖，(b)圖和(c)圖分別是傳輸線方式和變壓器方式的工作原理圖，(d)圖是用分布電感和分布電容表示的傳輸線分布參數等效電路。如果信號的波長與傳輸線的長度可以相比擬，兩根導線固有的分布電感和相互間的分布電容就構成了傳輸線的分布參數等效電路。

第二十九頁，共四十八頁，2022年，8月28日在以變壓器方式工作時，信號從①、②端輸入，③、④端輸出。由于輸入、輸出線圈長度相同，從圖(c)可見，這是一個1∶1的反相變壓器。第三十頁，共四十八頁，2022年，8月28日三、傳輸線變壓器的應用1.平衡和不平衡電路的轉換圖見書44頁圖1－4－6（b）得到大小相等對地相反的電壓輸出。2.1:4和4:1的阻抗變換器⑴1:4的阻抗變換器圖見書45頁圖1－4－7（b）可以看出：一半能量經傳輸線傳給RL，另一半能量不經過傳輸線直接傳輸給RL。該電路還可以理解為：將RL分為兩個RL/2電阻串聯。

第三十一頁，共四十八頁，2022年，8月28日當負載RL為特性阻抗Zc的2倍時，此傳輸線變壓器可以實現1:4的阻抗變換。故此時的終端匹配條件是⑵4:1的阻抗變換器圖見書45頁圖1－4－7（a）可以看出：傳輸線供一半能量，信源供一半能量。⑶9:1，16:1阻抗變換器注：傳輸線中阻抗變換均要求在n2:1或1:n2形式下，因為傳輸線的匝數無法改變。圖3.3.3給出了一個兩級寬帶高頻功率放大電路,其匹配網絡采用了三個傳輸線變壓器。第三十二頁，共四十八頁，2022年，8月28日三個傳輸線變壓器均為4∶1阻抗變換器。前兩個級聯后作為第一級功放的輸出匹配網絡,總阻抗比為16∶1,使第二級功放的低輸入阻抗與第一級功放的高輸出阻抗實現匹配。第三個使第二級功放的高輸出阻抗與50Ω的負載電阻實現匹配。第三十三頁，共四十八頁，2022年，8月28日3.7.2功率合成與分配電路在前面所分析的電路中，ZC與RL不一定相等，實現不了終端匹配。功率匹配：將某一高頻信號的功率均勻的、互不影響的同時分配給幾個獨立的負載，使每一個負載得到功率相等，相位相同的信號。利用功率合成技術可以獲得幾百瓦甚至上千瓦的高頻輸出功率。理想的功率合成器不但應具有功率合成的功能,還必須在其輸入端使與其相接的前級各率放大器互相隔離,即當其中某一個功率放大器損壞時,相鄰的其它功率放大器的工作狀態不受影響,僅僅是功率合成器輸出總功率減小一些。第三十四頁，共四十八頁，2022年，8月28日一、魔T混合網絡圖見書40頁圖1－4－1在多端阻抗匹配條件下，魔T混合網絡具有性能：1.輸入功率Pin加在C端時，功率在A、B等分，相位相同，D端無輸出功率（C、D相互隔離）。2.Pin加在D端時，功率在A、B等分，有180度相位差，C端無輸出功率。3.Pin加在A端時，功率在C、D等分，相位相同，B端無輸出功率（A、B相互隔離）。4.Pin加在B端時，功率在C、D等分，相位差180度，A端無輸出功率。5.A、B同時激勵，C端：IA+IB(和端)；D端：IA－IB(差端)第三十五頁，共四十八頁，2022年，8月28日+Vs1(t)_RaABDCRcRb+Vs2(t)_Rd圖1-4-1第三十六頁，共四十八頁，2022年，8月28日二、傳輸線變壓器功率分配網絡1.電路圖及等效圖Ra、Rb、Rc和Rd為A端B端C端和D端的匹配電阻。2.C端加激勵(電路如圖)：

當Ra=Rb時，D端無輸出功率，AB端功率相等。同時ABD三端電勢相等，所以Ra與Rb是并聯作為負載，為了有最大輸出功率，Rc=Ra//Rb=R/2。3.D端加激勵(電路如圖):當Ra=Rb時，C端無輸出功率，AB端功率相等。但Ia和Ib流向相反，所以Ra與Rb是相當于d的串聯負載，

Rd=Ra＋Rb=2R。第三十七頁，共四十八頁，2022年，8月28日RRAB1234CD2R0.5R等效電路R0.5RRACBDD2R第三十八頁，共四十八頁，2022年，8月28日RdIdRaRb+Vs_Rc+V_+V_IaIIIcC段加激勵Ib第三十九頁，共四十八頁，2022年，8月28日D段上加激勵RdIdRaRb+Vs_Rc+V_+V_IaIIIcIb第四十頁，共四十八頁，2022年，8月28日4.A端加激勵(電路如圖)：

當Rc=R/2,Rd=2R時，B端無輸出功率。此時，CD端功率相等。同時從信源向外看其負載設為RL，當且僅當RL=Ra時，輸出功率最大，可以求得RL=Ra=R。5.B端加激勵(電路如圖)：當Rc=R/2,Rd=2R時，A端無輸出功率。此時，CD端功率相等但電流反相。當且僅當RL=Rb=R時，輸出功率最大。6.同相功率合成AB端同時加激勵源功率，且信源幅值相等，相位相同，則在D端，電流相位相反，相互抵消，在C端，電流相位相同，幅值加倍得到合成功率。第四十一頁，共四十八頁，2022年，8月28日RaIdRd+_ACBDA段加激勵功率第四十二頁，共四十八頁，2022年，8月28日IIIcIbB段加激勵DDACB第四十三頁，共四十八頁，2022年，8月28日7.反相功率合成AB端同時加激勵源功率，且信源幅值相等，但相位相反，則在C端，電流相位相反，相互抵消，在D端，電流相位相同，幅值加倍，得到合成功率。8.AB端互不影響，其隔離條件是Rd=4Rc。匹配電阻R就是魔T網絡傳輸線上的特性阻抗。小結魔T網絡1.一端加激勵功率，對端無輸出功率，功率在鄰端等分。C端激勵