..摘要感應加熱電源具有加熱效率高,速度快,可控性好,易于實現高溫和局部加熱,易于實現機械化和自動化等優點,目前已在金屬熔煉、工件透熱、淬火、焊接、鑄造、彎管、表面熱處理等行業得到了廣泛的應用。本設計研究了中頻感應加熱及其相關技術的發展、現狀和趨勢,并在較全面的論述基礎上,對2.5kHz/250kW可控硅中頻感應加熱電源的整流電路以及控制電路進行了設計。本文設計的電源電路可用于大型機械熱加工設備的感應加熱電源。整流電路采用三相橋式全控整流電路,其電路結構簡單,使電源易于推廣；控制策略選用雙閉環反饋控制系統,改善了信號遲滯的缺點,為以后研制大功率、超音頻的感應加熱電源打下了基礎。關鍵詞：可控硅中頻電源；感應加熱；逆變；保護電路..DesignofInductionheatingpowerofmediumfrequencyAbstractInductionheatingpowerisequippedwithlotsofadvantagessuchashighheatingefficiency,fastspeed,goodcontrollability,whichispronetomakeheatingofhighandpartialtemperature,andrealizemechanizationandautomation.Atpresentmetalmelting,workpieceheatpenetration,quenching,welding,casting,elbowpiece,surfaceheatingprocessinghasbeenwidelyapplied.Inductionheatingofmediumfrequencyanddevelopment,currentsituation,andtendencyrelatedtechnologyhasbeenstudied,andhavemadequitecomprehensiveandintheprofoundelaborationfoundation,thisarticlehascarriedonthedesigntomaincircuitandtheinversioncontrolofthe2.5kHz/250kWsilicon-controlledrectifierintermediatefrequencyinductionheatingpower.Thisdesignisusedforbigfacilityofmechanicalheatingprocessing.Structureofrectificationcircuitiseasy,whichmakespowerpopularizedeasily.Three-phasebridgerectificationcircuitisusedinRectificationcircuit.Rectificationcircuitusesfeedbackcontroloftwoclosedloop,improvingthedisadvantages.Thefoundationforinventinginductionheatingpowerofbigpowerandsuperaudioismade.Keywords：ControllablesiliconmediumpowerInductionheatingInverterProtectcircuit..目錄TOC\o"1-3"\h\u1.緒論 > UHfTr＋PI調節PI調節可控整流濾波電路逆變電路負載電路＋Tg

控制系統實際應用中的控制系統外環根據用戶給定的設定溫度和反饋的工件溫度進行PI調節后設定給定電壓值,內環根據和中頻電壓反饋經過PI調節后通過整流控制角調節器設定整流的角,控制中頻電源的輸出功率。在電壓閉環和溫度閉環中都采用了PI調節器。比例調節P反映控制系統的偏差信號,偏差一旦產生,控制器立即產生控制作用以減少偏差,較大的比例系數可以使系統很快到達設定位,但是也增加了系統的不穩定性；積分調節I用于消除靜態誤差,提高系統的無差度；在感應加熱中,熱慣性比電慣性大得多,所以一般忽略微分調節D,在實際設備中采用PI調節雙閉環控制。本裝置是采用電流電壓雙閉壞控制電路。4.52.5kHz/250kW感應加熱電源控制電路結構設計的2.5kHz/250kW感應加熱電源的控制電路是電流電壓雙閉環控制,其中采用電流為內環,電壓為外環的控制方式,如圖12所示。三相全控整流器橋三相全控整流器橋濾波電抗逆變電路負載電路電流反饋電壓反饋UgaUfIf－＋＋IgPI調節－＋PI調節圖122.5kHz/250kW感應加熱器的控制系統圖中Ug為給定電壓,Uf為負載反饋電壓,If為負載反饋電流,Ig為負載電流給定,α為三相全控整流橋的導通角。通過對主回路的三相全控整流橋的控制,即對三相全控橋的六個晶閘管導通角α的控制,來實現對負載功率的控制。并聯逆變式負載采用頻率自動跟蹤,需要對單相逆變器通斷的控制,來保證負載電路為諧振回路,從而實現負載的功率輸出最大。4.6控制觸發回路頻率跟蹤調節4.6.1觸發要求為使逆變器可靠換向,必須按一定引前功率因數運行。逆變器在加熱過程中,爐子的電感是個變量,其震蕩頻率在加熱過程中是不斷地變化的,為使逆變器安全地工作,觸發頻率必須緊跟爐子電感的變化。同時逆變器電流超前于電壓的角度不能太小,否則晶閘管承受反向電壓的時間太短,就不能可靠地關斷晶閘管,待負載電壓過零后,管子又將得到正向電壓,造成換向失敗,但引前觸發角不能太大,它會造成功率因數下降,輸出電壓值升高。總之觸發應是在一定的引前角下進行,逆變器的換向必須在負載電壓過零前結束,逆變器觸發頻率必須跟蹤于負載頻率。4.6.2頻率跟蹤電路頻率自動跟蹤可由逆變器或負載端的電流或電壓量,經過處理,產生脈沖,使逆變器隨爐子參數的變化不斷改變觸發脈沖頻率。它分為兩種恒時間原則及恒功率因數原則。〔1恒時間t原則,即加熱過程中始終保持引前觸發時間為恒值。其缺點是當換向重疊時間增加時,安全余量勢必減小,對換向不利。啟動時為使逆變器可靠換向,需人為增大t值。本原則功率因數隨爐子負載變化而變化。〔2恒功率因數原則,其目的是爐子在加熱運行過程中,始終保持引前觸發角平為恒定值。本原則在運行中當頻率降低時,tf將自動增大,使引前觸發角保持不變,啟動時雖然換向重疊時間增大,但因頻率較低也能保證tk有足夠的值,爐料溫度升高的過程中tf值將自動減小,由于負載電流下降,tk值幾乎不受影響,本裝置隨頻率自動變化。4.7過流和過壓的保護電路電力電子半導體器件特點之一是承受過電壓、過電流的能力較差,一旦遇到故障,幾乎瞬間就壞。為了提高電力電子裝置的可靠性,除了在選擇器件時,需有一定的電壓和電流裕量外,還需要采用一定的保護措施。一般過電壓是用阻容元件吸收和消耗產生過電壓的能量,或是選用非線性元件限制過電壓的幅度和用電子電路來實施保護等方法來抑制過電壓。過電流一般是采用快速熔斷器,快速直流開關和電子電路來實施過電流保護的。可控硅器件的抗過流能力較弱,熱容量較小,過載電流流過器件時會使器件溫度迅速上升,如來不及切斷或限制過電流,很快就會使器件因溫度過高而損壞；過載電流越大器件能承受過電流時間越短,因此線路設計須考慮保護。本設計是采用快速熔斷器的保護措施,這是一種最簡單有效的過電流保護器件。它的分斷時間短〔〈10ms,允許能量小,分斷能力強〔1000A以上。使用時,與被保護晶閘管直接串聯,如圖14整流電路中的快速熔斷器所示。圖14感應加熱電源電路換流過程中的電壓毛刺會引起電路產生過電壓,這種現象主要靠增加阻容吸收來克服,須注意：逆變回路二極管上也需要加阻容吸收。阻容吸收電路俗稱緩沖電路,電路是由電容和電阻串聯而成,利用電容來吸收尖峰狀態的過電壓能量,利用與電容串聯的電阻來消耗產生過電壓的能量。電阻還能阻止電容與線路分布電感形成的振蕩以及限制當開關器件導通時,由電容放電引起的di/dt和浪涌電流。整流器和逆變器等同一個諧波源,在運行時都會向電網注入諧波電流電壓,這些諧波分量都將產生不良影響。這是本設計的缺點,也是今后研究的一個重要趨勢,目前只能靠LC濾波器來盡量減少諧波分量的影響。5驅動電路的設計驅動電路的作用是將控制電路輸出的PWM脈沖放大到足以驅動IGBT,所以單從原理上講,驅動電路主要起開關功率放大作用,即脈沖放大作用器。其重要性在于IGBT的開關特性與驅動電路的性能密切相關。5.1絕緣柵雙極型晶體管〔IGBT對驅動電路的要求5.1.1門極電壓對開關特性的影響及選擇驅動電路的要求與IGBT的特性密切相關,見表5.1。設計門極驅動電路時,應特別注意其開通特性、負載短路能力和引起的誤觸發等問題。正偏置電壓UGE增加,通態電壓UCE下降,開通能耗EON也下降,只有當UGE大到一定值時,UCE才能達到較低的飽和值。若+UGE固定不變時,導通電壓將隨集電極電流增大而增高,開通損耗將隨結溫而升高。由此可知當門極電壓在15V左右時,通態壓降接近飽和,但是門極電壓不能超過20V,否則可能擊穿門極與發射極之間的氧化膜,這里選擇18V。表5.1IGBT的門極驅動與特性的關系特性、、負載短路能力條件UCE大UCE大RG大減小————減小——增大——微增大增大減小————增大減小減小負偏電壓-UGE直接影響IGBT的可靠運行,負偏電壓增高時漏極浪涌電流明顯下降,對關斷能耗無顯著影響,-UGE與集電極浪涌電流和關斷能耗EOFF的關系十分密切。因為當IGBT關斷時,會在集電極和射極間產生很高的電壓上升率,引發較大的位移電流,使得門極與發射極間的電壓升高,可能超過門極閥值,導致脈沖浪涌電流過大,發生擎住效應。為了避免這種誤觸發,在IGBT關斷時,應在門極上加負電壓,-5V～-10V。因此,驅動電路輸出選擇+18V和-5V為開通和關斷電壓。門極串聯電阻對開關特性的影響及選擇門極電阻增加,將使IGBT的開通與關斷時間增加；因而使開通與關斷能耗均增加。而門極電阻減小,則又使增大,可能引發IGBT誤導通,同時RG上的損耗也有所增加。因為RG的具體數值還與柵控電路的具體形式及IGBT的電壓、電流大小有關,所以門極電阻選擇要適當。本設計中的門極電阻可選取30Ω。綜上所述對驅動電路的要求可歸納如下：①IGBT與MOSFET都是電壓驅動,都具有一個2.5～5.0V的閾值電壓,有一個容性輸入阻抗,因為IGBT對柵極電荷集聚較敏感,故驅動電路必須很可靠,要保證有一條低阻抗的放電回路,即驅動電路與IGBT的連線要盡量短。②用內阻小的驅動源對柵極電容充放電,以保證柵極控制電壓UGE有足夠陡的前后沿,使IGBT的開關損耗盡量小。另外,IGBT開通后,柵極驅動源應能提供足夠的門極電壓,使IGBT不致退出飽和而損壞。③驅動電路要能傳遞幾百Hz的脈沖信號。④驅動電平+UGE也必須綜合考慮。+UGE增大時,IGBT通態壓降和開通損耗均下降,但負載短路時的IC增大,IGBT能承受短路電流的時間減少,對其安全不利,因此在有短路過程的設備中UGE應選得小些,一般選12～15V。⑤在關斷過程中,為盡快抽取PNP管中的存儲電荷,需施加一負偏壓UGE,但它受IGBT的G、E間最大反向耐壓限制,一般取-2～-10V。⑥驅動電路與控制電路應嚴格隔離。⑦IGBT的柵極驅動電路應盡可能簡單實用,最好自身帶有對IGBT的保護功能,并有較強的抗干擾能力。5.2IGBT過壓的原因及抑制IGBT關斷時,由于主回路電流的急劇變化,主回路的雜散電感引起高壓,產生開關浪涌電壓,由于此開關浪涌電壓,關斷時的電壓軌跡超過了RBSOA〔反向偏置電壓安全動作區域就會損壞元件。為了對這種過電壓進行抑制,采用適當的布線使主電路中的所有寄生電感減至最小時有利的,然后采用抑制網絡,并以最短的距離將其連接起來,在本系統中,采用的緩沖回路如下圖5.2所示：〔1工作原理在IGBT導通時,通過R1使Cs1充電到直流電源Ud。當T1由導通變為截止時,由于主回路的雜散電感,電流Io將通過Cs1、D1流向變壓器原邊,管子兩端的電壓為電容電壓與二極管電壓之和,由于電容器Cs1上的電壓不能突變,所以T1管子兩端電壓將得到抑制。〔2緩沖器回路的設計1、緩沖器電容的計算：當T1由導通變為截止時,為維持負載電流的連續,電流Io將流過電容Cs1、D1、變壓器原邊、T4,雜散電感L中儲存的能量絕大部分將轉移到Cs1儲存,即：圖5.2緩沖器回路圖圖5.2緩沖器回路圖這里：主回路的雜散電感IGBT關斷時的集電極電流IGBT關斷時的集電極—發射極電壓直流電源電壓按經驗選取2、緩沖器阻抗R的計算:對緩沖器阻抗的要求使IGBT在關斷信號到來之前,將緩沖器電容上的電壓放至直流電壓。若阻抗很小,會使電流波動,IGBT開通時的集電極電流初始值將增大,在滿足的前提下,希望選取盡可能大的阻值,選取R=10Ω。在緩沖電路中,電容要選為無感電容。電阻要選為無感電阻。3、緩沖器二極管的選擇：要選擇快恢復二極管,若二極管選擇不當,會產生很高的尖峰電壓,同時在二極管反向恢復時期電壓波動。這里選擇二極管型號為MUR8100。由圖5-2可知緩沖器二極管D1和緩沖器電容Cs1的公共點是二極管的陽極,所以圖5.3中二極管電壓為實際電壓的相反值,可以看出,在T1由導通變為截止時,D1導通,Cs1充電,所充電壓為,其中L為主回路的雜散電感。在T3由導通變為截止時,D1不通并承受反壓,Cs1通過R1充電,所充電壓為,其中L1為變壓器的漏感。5.3IGBT的過流保護在選擇IGBT的型號時,考慮了器件的工作電流及允許的過電流,然而在故障條件下,器件承受較大的故障浪涌電流,這是不允許的,所以要用某些方法保護器件免受破壞。對于負載變化引起的過載,通過閉環控制,是可以調節的。但是當出現更為嚴重的過載,例如逆變電路橋臂短接等問題時,故障電流在IGBT管中急劇上升,這時就要給IGBT提供一個快速保護電路。在主電路所示IGBT的逆變電路中,T1和T3,T2和T4分別組成一個橋臂,如果由于故障或誤操作使得同一橋臂上的IGBT同時導通,即會產生橋臂短路現象,比如,T1和T3同時導通即會由短路電流流過兩個IGBT,其電流通路如圖所示。由于T1和T3支路的電感很小,短路電流的上升率和浪涌沖擊電流均很大,又可能導致IGBT燒毀。設計短路保護電路的幾點要求〔1在器件實效之前完成IGBT的關斷,對于IGBT所經歷的所有工作狀況,它應該是成立的。〔2應有一定的抗干擾能力。〔3由于快開關的和雜散電感相互作用,開關電路產生噪聲,以及電路中其它的電磁干擾,故障檢測應有一定的抗干擾能力。〔4應足以適用于電路中的各種短路情況。〔5不應影響IGBT的開關特性。5.4集成光電隔離驅動模塊HCPL-316J設計IGBT的驅動電路和保護電路是對它應用的關鍵。如何保證系統穩定且可靠工作,又使系統的開發周期短,性價比高,是一個需要綜合考慮的問題。目前實際產品應用中有各種典型的驅動電路,但都存在一定的不足。鑒于對電源和驅動的要求,結合本次畢業設計選擇了AGILENT公司的光電耦合驅動器件HCPL-316J設計電路及與控制器的接口。其內部集成集電極-發射極電壓〔UGE欠飽和檢測電路及故障狀態反饋電路。下面給出具體設計過程及其應用。圖5.3HCPL316J芯片管腳該芯片為SO16封裝的表貼器件,其輸入輸出部分分別排列在芯片的兩邊。如下圖5.4所示。圖5.3HCPL316J芯片管腳器件特性

—兼容CMOS/TTL電平；

—光隔離,故障狀態反饋；

—開關速度最大500ns；

—"軟"IGBT關斷；—欠飽和檢測及帶滯環欠壓鎖定保護；

—寬工作電壓范圍〔15～30V；—用戶可配置自動復位、自動關閉。芯片管腳及其功能介紹見表5.2。表5.2ＨＣＰＬ—３１６Ｊ各管腳功能表腳號符號功能說明腳號符號功能說明1正向輸入信號端8芯片內部LED1反向電壓2反向輸入信號端16正向導通的輸出電壓3輸入部分電源端15芯片內部LED2正向電壓4GND1輸入部分接地端14DESAT飽和過電壓輸出端5故障信號輸入端12正向導通的輸出電壓一般加在開關器件發射極上6故障復位輸入端9,10反向截止電壓7芯片內部LED1正向電壓13正向導通的輸出電壓一般加在發射極上。11正向及反向輸入信號端,經過內部光耦隔離放大后輸出端5.4.3內部邏輯電路結構分析該芯片片內分為驅動隔離和保護隔離兩部分主要功能模塊。輸入信號通過上部光電隔離器LED1傳送到輸出,故障信號通過下部光電隔離器LED2反饋到驅動離模塊。基本工作原理如下:〔1正常工作時閾值電壓UVLO點為低電平,DESAT腳和7V比較輸出為低電平,E點信號隨LED1變化,FAULT點電位始終為低電平,三級復合達林頓管工作,輸出電壓VOUT=VC。電路中通過一個內部互鎖邏輯1和2保證在同一時間輸出端C點只有一種狀態。〔2實現保護功能時①欠壓保護當Vcc2低于UVLO=12V時,電路中UVLO保護和DESAT保護同時激活,A點為低電位,使輸出一直保持在低電位,封鎖IGBT,以免在過低的柵源電壓下IGBT導通時燒毀管子。當Vcc2超過UVLO=12V時,退出保護。②退飽和故障檢測保護當IGBT在導通時發生過流,VCE急劇升高超過設定的VCE保護電壓,DASAT引腳電壓大于7V,退飽和保護電路開始工作,FAULT電位鎖定在高電平,A,B點為低電位,三級復合達林頓管和50xDMOS管被禁止,1*DMOS管激活緩慢降低柵極電壓,當柵極電壓低于2V時,50*DMOS管開通使柵極電壓牢牢夾斷在VEE。直到信號LED1關斷時,FAULT才變為低電平。這一過程稱為軟關斷,它能有效降低硬關斷所引起的對功率管的損害。將DASAT過電壓到故障信號輸出為低電平的這一段時間稱之為退飽和故障檢測消隱時間。該時間由引腳DESAT充電電流、DESAT閾值電壓與外接DESAT電容的大小決定。其值可由下式計算:值代表了DESAT故障條件下的最大響應時間。如果IGBT開通的瞬間集電極和發射極短路,軟關斷電路將在大約后啟動。若是在開通期間發生短路,則因DESAT二極管的寄生電容,使該消隱時間更加快一些。該時間為設定的保護盲區,能有效防止IGBT在工作中瞬時短時間過流而使保護動作。保護電壓通過DESAT腳的快恢復二極管來改變。由圖5.4可見,,所以。通過增加二極管的個數可改變的值。值太大管子發熱嚴重,保護起不到作用,過小會引起保護頻繁動作,不利于系統穩定工作。因此,要根據實際情況合理選擇的值。圖5.4邏輯電路原理圖器件功能分析HCPL316J是一種簡單的智能型驅動器芯片。用戶可根據需要靈活設置高電平輸入、高電平輸出和低電平輸入、高電平輸出的輸入方式,自動復位或通過控制復位,故障自動關斷,光耦隔離,CMOS/TTL電平兼容,集成的退飽和電壓檢測,有回滯的低電壓閉鎖<UVLO>,軟關斷IGBT技術及隔離的故障反饋信號。IGBT柵極最大驅動電流可達2.5A,最大驅動電流=150A,=1200V,最大開關速度為500ns,較寬的工作電壓范圍為15～30V。圖5.5為所設計的正向輸入IGBT驅動電路。圖5.5具有正向退飽和保護的HCPL316J驅動電路Vin+和Vin-是正向及反向輸入信號端,經過內部光耦隔離,放大后在端輸出與波形相同的驅動信號。IGBT正向導通時的柵源電壓為；反向截止時的為。輸出端的0.1μF的電容<C3,C4,C5>提供開關變換瞬態時的工作電流；100pF的電容<>反映了當IGBT發生過流故障時,HCPL316J從檢測到故障到開始工作的反應時間。為了提高故障信號的抗干擾能力,在引腳接一個上拉電阻和。為了防止門極開路或損壞時主回路加上電壓而損壞IGBT,在柵射極之間加上一個下拉電阻R4,以吸收大約650μA的靜態電流。R2的作用是限制芯片在腳上的外抽電流,它與,構成IGBT集電極短路保護電路。驅動電路需要注意的問題驅動電路的電源采用7個獨立的電源供電,由開關變壓器多路輸出經整流濾波和三端穩壓器得到。正向電壓為18V,反向關斷電壓為－5V,芯片驅動電壓為5V。該電壓值能保證IGBT可靠工作。為了防止同一橋臂的上、下管同時導通而引起IGBT直通燒毀,在硬件電路上采用了一端為控制信號另一端接地的方式。每一片的HCPL316J都由管腳1作為控制信號,管腳2全部接地,同時通過控制電路實現死區時間設置來保證上、下管不能直通。用戶能夠靈活設計HCPL316J驅動電路和控制電路之間的接口。由于HCPL316J能兼容TTL/CMOS電平,因此可直接將控制器過來的PWM信號接在驅動芯片上。復位信號可采用局部復位、全局復位和自動復位方式。該電路采用了全局復位方式,四組復位信號以或的方式聯接在一起,然后以一個信號聯接到控制器的復位控制信號上。故障檢測信號與復位信號一樣,以總線方式聯接在一起送進控制器中。控制器采用分立元器件構成的能夠產生PWM控制信號的控制電路〔詳見3控制電路部分,在HCPL316J內經過光電隔離,復現原有的控制信號去控制IGBT。用555構成單穩態電路檢測FAULT信號,如果有故障,則封鎖PWM輸出。使系統重新工作必須先發出一個RESET信號,然后送出PWM信號才能正常運行。在接口電路設計中應注意:①要求驅動芯片的供電電壓比較穩定,最大值不能超過5.5V,否則會損壞芯片；②該芯片的控制功率電源較多,而且還有部分高壓信號與其相連,因此在布線制板時一定要考慮電源之間的間距和芯片輸出到IGBT之間的距離；③為了提高系統的抗共模干擾能力,可以在控制器和驅動電路之間加光耦。6輔助直流穩壓電源方案1：采用單一電源供電。這種方法明顯不行。因為電路中有模擬電路、數字電路等弱電部分電路,還有感應加熱負載的強電流電路。如果采用單一電源,各個部分很可能造成干擾,系統無法正確工作,還可能因為負載過大,電源無法提供足夠的工作電流。特別是壓機啟動瞬間電流很大,而且逆變電路負載電流波動較大會造成電壓不穩,有毛刺等干擾,嚴重時可能造成弱電部分電路掉電。方案2：采用雙電源,即電源負載驅動電路等強電部分用一個電源,模擬電路、數字電路等弱電部分用一個電源。這種方法明顯比前一種方案可靠性要高,但是電路間還是可能會產生干擾,造成系統不正常,而且還可能會對IGBT的工作產生干擾,影響IGBT的正常工作。方案3：采用多電源供電方式,即對數字電路、模擬電路、驅動電路分別供電,這種方案即降低了系統各個模塊間的干擾,還保證了電源能為各部分提供足夠的工作電流,提高系統的可靠性。根據上述分析,決定采用方案3。6.1三端固定穩壓器三端固定穩壓器CW78××與LM317不一樣,為固定式三端穩壓器,它只能輸出一個穩定電壓。固定式三端穩壓器的常見產品如圖6.1所示。圖6.1CW78××、CW79××系列穩壓器CW78××系列穩壓器輸出固定的正電壓,如7805輸出為＋5V；CW79××系列穩壓器輸出固定的負電壓,如7905輸出為－5V。其典型應用電路如圖6.2所示。圖6.2CW78╳╳典型應用電路輸入端接電容可以進一步濾除紋波,輸出端接電容Co能改善負載的瞬態影響,使電路穩定工作。、最好采用漏電流小的鉭電容,一般不得小于0.1uF,如采用電解電容,則電容量要比圖中數值增加10倍。約為3.2mA.6.2本次設計用的的電源18伏,15伏穩壓電壓電源圖6.3所示電路為15伏輸出的直流穩壓電源。從圖可見,穩壓電源由變壓器、二極管整流橋、濾波器和集成穩壓等環節組成。如果把圖6.3中的集成穩壓器7815換成7818,整流變壓器副邊繞組電壓降為20伏,則穩壓電源變為輸出18伏的單路直流穩壓電源。圖6.3+15伏穩壓電壓電源6.2.2±12伏,±5伏雙路穩壓電源圖6.4所示電路為±12伏輸出的直流穩壓電源,從圖可見,穩壓電源與±12V輸出的直流穩壓電源一樣,也是由變壓器、二極管整流橋、濾波器和集成穩壓等環節組成。如果把圖6.4中的集成穩壓器7812換成7805,7912換成7905<注意7912管腳的輸入、輸出和接地都與7812不同的.>則穩壓電源變為輸出±5伏的單路直流穩壓電源,供給HCPL316J芯片工作。圖6.4±12伏雙路穩壓電源〔1使用中應注意：①整流橋輸出地端應接在大電解電容上,以利于降噪。電解電容應大于1000,以為7812三端穩壓模塊提供較穩定的直流輸入。二極管選用IN4004,以便在出現反向電壓時可以迅速導通,保護三端穩壓模塊7812。②為消除三端穩壓模塊內部產生的高次諧波,抑制穩壓電路的自激震蕩,實現頻率補償,應在模塊兩端分別并聯一小電容。6.2.3元器件選擇及參數計算〔1三端穩壓器集成穩壓器的輸出電壓 Vo應與穩壓電源要求的輸出電壓的大小及范圍相同。穩壓器的最大允許電流<,穩壓器的輸入電壓Vi的范圍為Vomax+<Vi-Vo>min≤Vi≤Vomin+<Vi-Vo>max式中,為最大輸出電壓；為最小輸出電壓；<Vi-Vo>min為穩壓器的最小輸入輸出壓差；<Vi-Vo>max為穩壓器的最大輸入輸出壓差。根據電路中所需要的電源,選擇7805、7815、7818、7812、7905、7912分別輸出+5V、+15V、+18V、+12V、－5V和-12V,其輸出電壓和輸出電流均滿足指標要求。〔2輸入輸出電容輸入輸出電容的取值如上圖所示<主要根據工程經驗而得到>,一般為瓷片電容。〔3變壓器二次側電壓有效值和輸入電壓這兩個值的取定決定了相關元器件及參數的選擇。一般情況下,輸入電壓應比輸出電壓高3V左右<太小影響穩壓；太大穩壓器功耗大,易受熱損壞>。假設+5V的輸入為V11,輸出為Vo1；+18V的輸入為V12,輸出為Vo2；+12V的輸入為V14,輸出為Vo4；-5V的輸入為V13,輸出為Vo3,-12V的輸入為V14,輸出為Vo4,而它們所對應的變壓器二次側電壓有效值分別為V21、V22、V23、V24,V25則有,V11=8V,V12=21V,V13=15V,考慮電網電壓10%的波動,最終可取V11=9V,V12=23.1V,V13=16.5V。由式V1≈<1.1～1.2>V2可取變壓器二次側電壓有效值V21=V11/1.1=8.18V,V22=V12/1.1=21V,V24=V13/1.1=15V鑒于變壓器規格的限制,實際應選V21=10V,V22=20V,V24=15V。〔4濾波電容由式RoCL≥<3～5>T/2可暫定RoCL=5/2T,則CL=5T/2Ro,式中,Ro為CL右邊的等效電阻,應取最小值,T為市電交流電源的周期,T=20ms,取=1A,因此幾個電源的Ro分別為,Ro1min=V11/Iomax=1.1×10V/1A=11Ω,所以取C1=5T/2Ro1min=5×20×1000/<2×11>≈4545μF,同理有,Ro2min=1.1×20V/1A=22Ω,C4=5×20×1000/<2×22>≈2273μF,Ro4min=1.1×18V/1A=18Ω,C10=5×20×1000/<2×18>≈2778μF可見,濾波電容容量較大,應選電解電容。受規格的限制,實際容量應選為C1=4700μF/25V,C4=4700μF/30V,C7=4700μF/25V,C10=4700μF/30V,其耐壓值要大于相應的輸入電壓的1.5倍。〔5整流二極管整流二極管的參數應滿足最大整流電流IF>Iomax<暫定>；最大反向電壓VR>V2,其中V2為變壓器二次側電壓有效值。以上四個橋式的所有整流二極管可選IN4001小功率二極管。〔6變壓器由V21、V22、V23、V24值選變壓器繞組輸出電壓為10V、20V、15V、18V。考慮電網電壓10%的波動,穩壓電路的最大輸入分別為Pi1max=1.1V11Iomax=1.1×1.1V21Iomax=1.1×1.1×10×1W=12.1W,同理有,Pi2max=1.1V12Iomax=24.2W,Pi3max=12.1W,Pi4max=1.1V14Iomax=21.8W,考慮變壓器和整流電路的效率并保留一定的余量,則選變壓器繞組的輸出功率分別為2個和20W2個25W。7硬件調試調試是指調整與測試。測試是在電路組裝完成后,對電路的參數〔電壓或電流和工作狀態進行測量；調整則是在測試的基礎上對電路的某些參數進行修改,使其符合設計性能指標的要求。在進行調試之前,應明確調試目標,知道調試步驟、調測方法和所用儀器等。做到心中有數,只有這樣,才能保證調試工作圓滿完成。先將中頻感應加熱電源整個系統按功能分成三個功能模塊,對控制電路、單相橋式IGBT逆變電路以及反饋回路模塊進行安裝和調試,在此基礎上擴大安裝和調試的范圍,最后完成整機的安裝和調試。<1>在不加電源前檢查

系統組裝完畢后,不要急于通電,首先要根據電路原理圖認真檢查電路連接是否正確,主要檢查是否有錯線、多線和短路的情況。接著檢查各個元件引腳的連接是否與原理圖相符,這一點非常重要,如果芯片引腳〔特別是HCPL316J和SG3525A連接錯誤,芯片就不能正常工作,有時甚至燒毀芯片。查線時用數字萬用表的蜂鳴器來測量,要盡可能直接測量元件引腳,這樣可以發現接觸不良的地方。其次仔細檢查有無虛焊,有無短路或斷路,確保無誤后,再對各個模塊電路分別進行調試。<2>給電路中通入直流穩壓電源然后觀察

在電路連接正確的情況下接通電源。注意,在接通電源后不要急于測量,首先要觀察整個電路有無異常現象發生〔包括有無冒煙,是否有異常氣味,是否有異聲,芯片是否發燙,電源是否有短路或開路等現象。如果出現異常,應該立即關掉電源,待故障排除后方可重新通電。

<3>功能模塊調試

根據各個模塊的功能,對其進行調試。對IGBT要先進行靜態調試,在沒有外加信號的條件下測試IGBT工作點發射極e、門極g、集電極c各點的電位。這樣可以及時發現器件是否已經損壞和處于臨界狀態。按信號流向順序調試控制電路、逆變回路、反饋回路,這樣可以把調試好的單元電路的輸出信號作為下一級的輸入信號。調試控制電路時,需要強調的是在安裝電位器PR2之前,要先將其調整到設計值,否則電路可能不起振。微調電位器使三角波輸出的幅度是否滿足設計指標要求。對于驅動電路,要驗證其故障信號復位功能是否達到設計要求,可以人為給定一模擬故障信號去測試。反饋回路的調試主要看電流互感器上電流表的讀數變化對應額定變流比放大后是否符合設計指標要求。將靜態調試和動態測試的結果與設計的指標相比較,通過深入地分析提出了合理的修正。

〔4系