1、第十一章 數模和模數轉換內容提要: 本章主要介紹數模轉換（D/A)和模數轉換（A/D)的基本原理和常見的典型電路。 在數模轉換電路中，主要介紹權電阻網絡型數模轉換器、倒梯形電阻網絡型數模轉換器，另外也介紹了權電流型數模轉換器、開關樹型數模轉換器以及權電容型網絡型數模轉換器。 在模數轉換電路中，首先介紹模數轉換器一般框圖原理和步驟，然后介紹采樣保持電路和模數轉換器的主要類型。 在介紹數模轉換器和模數轉換器電路的基礎上，也講述它們的轉換精度和速度等主要參數。11.1 概述 在計算機控制系統中，被控量一般為非電量，如溫度、壓力、位移等，首先由傳感器將它們轉化成連續變化的模擬量，再由模/數轉換器轉換成

2、數字量，送到計算機中進行處理和計算。處理后要經過數/模轉換器將計算機輸出的數字量轉換成模擬量，加到執行機構，以調節被控對象的大小。一個計算機控制系統的框圖如圖11.1.1所示。1.用途：11.1 概述圖11.1.2為一個溫度控制系統：傳感器放大器A/D轉換微型計算機控制對象D/A轉換電加熱爐熱電偶執行機構圖11.1.2溫度時間2、主要性能指標 為了保證數據處理結果的準確性，A/D轉換器和D/A轉換器必須有足夠的轉換精度，另外對于過程控制和檢測需求， A/D轉換器和D/A轉換器必須有足夠的轉換速度。故轉換精度和轉換速度是A/D轉換器和D/A轉換器的主要性能指標。11.1 概述3、概念及分類（1）

3、 D/A轉換器： 目前常用的D/A轉換器有權電阻網絡D/A轉換器、倒梯形電阻網絡D/A轉換器、權電流型D/A轉換器、權電容型D/A轉換器以及開關樹型D/A轉換器等幾種類型。 將數字信號轉換成模擬信號的過程稱為數/模轉換（Digital to Analog），實現的電路稱為D/A轉換器，簡寫成DAC（DigitalAnalog Converter）。2.A/D轉換器： A/D轉換器的類型可分成直接A/D轉換器和間接A/D轉換器。在直接A/D轉換器中，輸入的模擬電壓信號直接被轉換成相應的數字信號；而在間接A/D轉換器中，輸入的模擬信號首先被轉換成某種中間變量（如時間、頻率等），然后再將這個中間量轉

4、換成輸出的數字量。11.1 概述 將模擬信號轉換成數字信號的過程稱為模/數轉換（Analog to Digital），實現的電路稱為A/D轉換器，簡寫為ADC（AnalogDigital Converter）。注：根據數字量的輸入輸出方式可以將D/A轉換器分成并行輸入和串行輸入兩種類型，將A/D轉換器分成并行輸出和串行輸出兩種類型。由于D/A轉換器電路的工作原理較A/D轉換器簡單，且是A/D轉換器電路的組成部分，故先介紹D/A轉換器。第11章 DAC和ADC本章重點：1、種類和特點（性能比較）2、結構(一般了解)，A/D 采樣定理3、性能：速度、精度（包括誤差）及有 關計算4、DAC輸入輸出關

5、系式推導DACADC權電阻網絡T形、倒T形電阻網絡權電流型其它直接間接并聯比較型反饋比較型記數型逐次漸近型V-T變換型V-F變換型單積分雙積分四積分11.2 D/A轉換器 數字量是用代碼按位數組合起來表示的，對于有權碼，每位代碼都有一定的權。為了將數字量轉換成模擬量，必須將每一位的代碼按其權的大小轉換成相應的模擬量，然后相加，即可得與數字量成正比的總模擬量，從而實現數字模擬的轉換。D111101D/AA(電壓 或 電流) ？D/A轉換器的目的為：圖11.2.1為n 位D/A轉換器的原理框圖11.2 D/A轉換器 D/A轉換器是由數碼寄存器、模擬電子開關電路、解碼電路、求和電路及基準電壓及部分組

6、成。 數字量是以串行或并行方式輸入并存儲在數碼寄存器中，寄存器輸出的每位數碼驅動對應數位上的電子開關將電阻解碼網絡中獲得的相應數位權值送入求和電路中，求和電路將各位權值相加就得到與數字量相應的模擬量。*按解碼網絡結構不同把D/A分為：如權電阻網絡型、倒梯形電阻網絡型、權電流型、權電容型以及開關樹型。*按模擬開關電路的不同把D/A分為：CMOS開關型和雙極型開關型，其中雙極型開關D/A轉換器又分為電流開關型和ECL電流開關型。其中CMOS型功耗低，但速度慢。雙極型的轉換速度快。11.2 D/A轉換器D/A轉換器的分類:按解碼網絡結構分類 T型電阻網絡DAC倒T形電阻網絡DAC權電流DAC 權電阻

7、網絡DAC 按模擬電子開關電路分類 CMOS開關型DAC雙極型開關型DAC 電流開關型DAC ECL電流開關型DAC D/A 轉換器11.2.1 權電阻網絡D/A轉換器一個多位二進制數可表示為其中：2n-1、2n221、20稱為最高位（Most Significant Bit，簡稱MSB）到最低位（Least Significant Bit，簡稱LSB）的權。圖11.2.2 圖11.2.2是4位權電阻網絡D/A轉換器的原理圖，它是由權電阻網絡、4個電子模擬開關和1個求和放大器組成。11.2.1 權電阻網絡D/A轉換器1.組成：11.2.1 權電阻網絡D/A轉換器（1）S3S0:為電子開關，其狀

8、態受輸入數碼d3d0的取值控制。當di1時開關接到參考電壓VREF上，有支路電流Ii流向求和放大器；當di0時開關接地，支路電流Ii為零。（2）求和放大器A：為一個接成負反饋的理想運算放大器。即：AV，iI0，Ro0。由于負反饋，存在虛短和虛斷，即VV0， iI0。（3）VREF：基準電壓11.2.1 權電阻網絡D/A轉換器補充求和運放： 運放工作在線性放大狀態且深度負反饋時：“虛短”：U+=U-； “虛斷”：I+=I-=0 故 U-=0-虛地端2.輸出電壓的計算：由于V V0，故各電流為輸出電壓為11.2.1 權電阻網絡D/A轉換器取RFR / 2，則輸出電壓為11.2.1 權電阻網絡D/A

9、轉換器上式標明，輸出的模擬電壓與輸入的數字量Dn成正比。注：1.若VREF取正值，則輸出電壓為負值。若想輸出電壓為正值，可以將VREF取負值。11.2.1 權電阻網絡D/A轉換器2. 此電路的優點是電路結構簡單，所用的電阻元件少。缺點是各個電阻的阻值相差較大，輸入數字量的位數越多，差別就越大，故很難保證電阻的精確度。為了克服這個缺點，在輸入數字量較多時可采用圖11.2.3所示的電路。11.2.1 權電阻網絡D/A轉換器其輸出電壓為11.2.2 倒T形電阻網絡D/A轉換器 為了克服權電阻網絡D/A轉換器電阻阻值相差太大的缺點，改進電路為倒T型電阻網絡D/A轉換器，如圖11.2.4所示。圖11.2

10、.411.2.2 倒T形電阻網絡D/A轉換器根據“虛短”“虛地”，有VV，無論開關打在哪一面，流過每個支路的電流始終不變。故可等效成圖11.2.5所示電路。RRRR圖11.2.5總的電流為RRRR圖11.2.511.2.2 倒T形電阻網絡D/A轉換器由于故輸出電壓為11.2.2 倒T形電阻網絡D/A轉換器 對于n位輸入的倒T形電阻網絡D/A轉換器，在求和放大器的反饋電阻為R時，其輸出的模擬電壓為上式說明輸出的模擬電壓與輸入的數字量成正比，其其輸出公式與權電阻網絡D/A轉換器相同。11.2.2 倒T形電阻網絡D/A轉換器圖11.2.6為采用倒T型電阻網絡的單片集成D/A轉換器CB7520(AD7

11、520)的電路。11.2.2 倒T形電阻網絡D/A轉換器圖11.2.6其輸入為10位二進制數，采用CMOS電路構成的模擬開關。輸出電壓為11.2.2 倒T形電阻網絡D/A轉換器圖11.2.6注：在使用CB7520時需要外接運算放大器，反饋電阻可以采用內部的電阻R，也可以外接反饋電阻接到Iout1和vo之間。外接參考電壓VREF必須有足夠的精度，才能確保應有的轉換精度。圖11.2.611.2.2 倒T形電阻網絡D/A轉換器CB7520(AD7520)的應用：CB7520(AD7520)可用作單極性電壓輸出，其連接電路如圖11.2.7所示。11.2.2 倒T形電阻網絡D/A轉換器其中反相輸入的電壓

12、輸出為11.2.2 倒T形電阻網絡D/A轉換器同相輸入的電壓輸出為：11.2.2 倒T形電阻網絡D/A轉換器對應的輸出輸入的關系如表11-1所示（反相）11.2.2 倒T形電阻網絡D/A轉換器注：在圖11.2.7電路中，RW1可調節反饋電阻的阻值，使得運算放大器的放大比例系數增加，從而達到提高滿量程輸出電壓的目的；11.2.2 倒T形電阻網絡D/A轉換器*RW2起到減小滿量程的目的，因為它是和內部電阻網絡的等效電阻串聯，從而改變電流I；11.2.2 倒T形電阻網絡D/A轉換器*RW3是運算放大器的調零電阻。11.2.2 倒T形電阻網絡D/A轉換器*在實際應用中，D/A轉換器輸入的數字量可能是正

13、數，也可能是負數，這就要求D/A轉換器能將不同極性的數字量轉換成正、負極性的模擬電壓，工作在雙極性方式，這個內容在下面介紹11.2.3 權電流型D/A轉換器 在前面介紹的權電阻網絡D/A轉換器和倒T形電阻網絡D/A轉換器中，都沒有考慮開關的導通電阻和導通壓降，而是當成理想開關處理，這無疑會引起轉換誤差，影響轉換精度。 解決這個問題采用的一種方法是利用一組恒流源構成“權”，其原理電路如圖11.2.8所示。由于采用恒流源，每個支路電流的大小不再受開關內阻合壓降的影響，故而降低了對開關電路的要求。圖11.2.9是常采用的恒流源電路。其電流為：11.2.3 權電流型D/A轉換器當輸入的數字量為1時，相

14、應的開關將恒流源接到運算放大器的輸入端；當輸入的數字量為0時，相應的開關將恒流源接地由圖11.2.8可得11.2.3 權電流型D/A轉換器圖11.2.10為權電流型D/A轉換器的原理電路此電路中利用倒T形電阻網絡，目的是為了減少電阻的種類。11.2.3 權電流型D/A轉換器11.2.3 權電流型D/A轉換器其中： (1)各個管子的基極接到一起，若各管的VBE相同，則各發射極處于相同的電位，各支路電流的計算和倒T形電阻網絡一樣，即流過每個電阻的電流依次減少1/2。為了保證發射結壓降相等，發射極電流較大的管子增加了發射結的面積。(2) 恒流源IBO用來給各管提供必須的偏置電流11.2.3 權電流型

15、D/A轉換器(3)運算放大器A1、三極管TR、電阻RR、R構成基準電流發生電路。其基準電流為則輸出電壓為11.2.3 權電流型D/A轉換器采用權電流型單片集成D/A轉換器有DAC0806、DAC0807、DAC0808等，它們都采用雙極型三極管，工作速度較高。*DAC0808為8位D/A轉換器，其典型應用電路如圖11.2.11所示。11.2.3 權電流型D/A轉換器其中d0d8為8位數字量輸入端，Io是求和電流輸出端。11.2.3 權電流型D/A轉換器VR、 VR接基準電流發生電路中運算放大器的反相輸入端和同相輸入端。COMP供外接補償電容的，VCC和VEE為正負電源輸入端。*11.2.5 權

16、電容網絡D/A轉換器（自學）*11.2.4 開關樹型D/A轉換器（自學）11.2.6 具有雙極性輸出的D/A轉換器 由于D/A轉換器中數字量有正負之分，此時要求輸出電壓也應有正負，這就要求D/A轉換器工作于雙極性方式。 由于二進制算術運算中通常都把帶符號的數值用補碼的形式表示，故希望D/A轉換器能夠把以補碼形式輸入的正、負數分別轉換成正負極性輸出的模擬電壓。為了簡單起見，下面以3位補碼的情況為例，說明如何實現D/A轉換器的雙極性工作方式。 表11-2是3位二進制數從3V到4V的補碼表示形式及希望得到的模擬電壓輸出。輸入為3位二進制補碼。最高位為符號位，正數為0，負數為111.2.6 具有雙極性

17、輸出的D/A轉換器 此表數值若用普通的3位倒梯形電阻網絡的D/A轉換器實現，其電路如圖11.2.12所示。其輸出電壓為11.2.6 具有雙極性輸出的D/A轉換器則對應表112的數字量輸出為對照表11-2，若把上表的正常輸出電壓偏移4V,則可得到表11-2的正負電壓輸出。11.2.6 具有雙極性輸出的D/A轉換器 為了得到表11-3中在輸入代碼為100時，輸出電壓為0V，此時電路如圖11.2.13所示11.2.6 具有雙極性輸出的D/A轉換器圖11.2.13則應在d2 d1 d0100時 ，其 另外對照表11-2和11-3可知兩個最高位（符號位）為取反的形式，故將最高位取反后加到普通D/A轉換器

18、上即可得到雙極型輸出，如圖11.2.13所示。11.2.6 具有雙極性輸出的D/A轉換器圖11.2.13如CB7520接成雙極性輸出的電路如圖11.2.15所示。11.2.6 具有雙極性輸出的D/A轉換器一般地構成雙極性輸出的D/A轉換器的方法：只要在求和放大器的輸入端接入一個偏移電流，使輸入最高位為1,而其他各位輸入為0時的輸出vo=0。同時將輸入的符號位（最高位）反相后接到一般的D/A轉換器地輸入，就得到了雙極性輸出的D/A轉換器。11.2.7 D/A轉換器的轉換精度與轉換速度一 、D/A轉換器的轉換精度 在D/A轉換器中，通常用分辨率和轉換誤差來描述轉換精度。 分辨率用于表示D/A轉換器

19、對輸入微小量變化敏感程度的，定義為D/A轉換器模擬輸出電壓可能分成的等級數，從0000到1111全部2n個不同的狀態，給出2n個不同的輸出電壓，位數越多，等級越多，意味著分辨率越高。所以在實際應用中，往往用輸入數字量的位數表示D/A轉換器的分辨率。1. 分辨率：（理論精度）另外也用D/A轉換器能夠分辨出的最小電壓與最大電壓之比表示分辨率，即精度速度分辨率轉換誤差參考電壓的波動性能造成誤差的原因用輸入二進制數碼的位數給出用能夠分辨的最小電壓（LSB）表示用能夠分辨的最小電壓與最大電壓之比表示用最低有效位（LSB）的倍數表示：如1/2LSB用滿刻度電壓（FSR）的百分比來表示運放的零點漂移模擬開關

20、的導通內阻和壓降電阻網絡中電阻阻值偏差線形誤差非線形誤差如10位D/A轉換器的分辨率為11.2.7 D/A轉換器的轉換精度與轉換速度2.轉換誤差（實際精度） 由于D/A轉換器的各個環節在參數及性能上和理論值存在著差異，如基準電壓不夠穩定、運算放大器的零點漂移、模擬開關的導通內阻和導通壓降、電阻網絡中電阻阻值的偏差以及三極管特性不一致等等因素，都會使得實際精度與轉換誤差有關系。轉換誤差是表示由各種因素引起誤差的一個綜合性的指標，它表示實際的D/A轉換器特性和理論轉換特性之間的最大偏差，如圖11.2.16所示圖11.2.16*轉換誤差一般用最低有效位的倍數表示，如1LSB，即為輸出的模擬電壓和理論

21、值之間的絕對誤差小于等于輸入為0001時的輸出電壓。有時也用絕對誤差與輸出電壓滿刻度的百分數來表示11.2.7 D/A轉換器的轉換精度與轉換速度3、轉換誤差分析 轉換誤差包括比例系數誤差、失調誤差和非線性誤差等。由不同因素引起的轉換誤差各有不同的特點。下面以4位倒T形電阻網絡D/A轉換器來介紹各種因素引起誤差的情況。a. 比例系數誤差： 當基準電壓VREF偏離標準值VREF時，會在輸出端產生誤差電壓v01 。 由VREF引起的轉換誤差，叫做比例系數誤差。11.2.7 D/A轉換器的轉換精度與轉換速度由于4位倒T形電阻網絡D/A轉換器的輸出電壓為則由VREF產生的誤差為上式標明，由VREF引起的

22、誤差和輸入數字量的大小成正比的，故稱為比例系數誤差。圖11.2.17中的虛線為在一定的VREF時， vo偏離理論值的情況。圖11.2.17b. 失調誤差（漂移誤差或平移誤差）11.2.7 D/A轉換器的轉換精度與轉換速度 由于運算放大器的零點漂移所造成的誤差，其誤差電壓vo 2的大小與輸入的數字量無關，輸出電壓特性曲線將發生平移。如圖11.2.18所示。圖11.2.18 由于模擬開關的導通電阻和導通壓降都不能為零，故而它們的存在肯定會引起輸出產生誤差電壓 vo3 。由于每個開關的導通電阻不一定相等，接地時和接VREF的壓降也不一定相同，故 vo3即非常數，也不和輸入數字量成正比,這種誤差就是非

23、線性誤差，它沒有一定的規律。還有電阻網絡的電阻阻值得偏差，也會產生非線性誤差vo4 。如圖11.2.19所示c. 非線性誤差11.2.7 D/A轉換器的轉換精度與轉換速度圖11.2.19故為了獲得高精度的D/A轉換器，不僅要有高的分辨率，還要選用高穩定度的參考電壓VREF和低漂移地運算放大器與之配合，才可能獲得較高的轉換精度。11.2.7 D/A轉換器的轉換精度與轉換速度注：目前常用的有兩類D/A轉換器：一類只包含電阻網絡（或恒流源電路）和模擬開關；另一類除此之外還包含運算放大器及參考電源發生電路。對于第一類必須外接參考電壓和運算放大器，應該注意合理確定參考電壓源穩定度和運算放大器的零點漂移的

24、要求。二 、D/A轉換器的轉換速度 當D/A轉換器輸入的數字量發生變化時，輸出的模擬量并不能立即達到所對應的輸出電壓，它需要一段建立時間。通常用建立時間tset來定量描述D/A轉換器的轉換速度。注意：建立時間 tset：從輸入的數字量發生突變開始，直到輸出電壓進入與穩態值相差1LSB/2范圍以內所用的時間。如圖11.2.20所示。11.2.7 D/A轉換器的轉換精度與轉換速度由于數字量的變化越大，建立的時間就越長，故一般產品給出的是輸入從全0跳變到全1(或反之）時的建立時間。目前在不包含運算放大器的D/A轉換器中， tset最小為0.1s以內；在包含運算放大器的集成D/A轉換器中， tset最

25、小為1.5 s以內。*在外加運算放大器的D/A轉換器中，由于運算放大器的轉換速度會影響D/A轉換器的轉換速率，故應選用轉換速率高的運算放大器，以縮短運算放大器的建立時間。11.2.7 D/A轉換器的轉換精度與轉換速度例11.2.1 在10位倒T形電阻網絡D/A轉換器CB7520中，外接參考電壓VREF10V，為保證VREF偏離標準值所引起的誤差小于（1/2）LSB，試計算VREF的相對穩定度應取多少？解： a. 計算1 LSB /2所對應的輸出電壓：當LSB1,其余為0時，輸出電壓為故（1/2）LSB的輸出電壓絕對值為11.2.7 D/A轉換器的轉換精度與轉換速度n 位倒T形電阻網絡的輸出電壓

26、為最低位對于CB7520b. 計算由于VREF的變化 VREF所引起的輸出電壓的變化vo在n 位D/A轉換器中， VREF引起的輸出電壓的變化為：則當輸入的數字量全為1時，誤差最大，但應小于等于1LSB /2，故11.2.7 D/A轉換器的轉換精度與轉換速度對于CB7520則有則參考電壓的相對穩定度為而允許參考電壓的變化量僅為注：上面計算為輸入、輸出處于穩態下得出的，輸入靜態誤差。在動態時，還有附加的動態轉換誤差。11.2.7 D/A轉換器的轉換精度與轉換速度例 11.2.2 某一測量儀器中有一個D/A轉換器，若要求該D/A轉換器的精度小于0.05%，試問應選多少位的D/A轉換器？解：若要求D

27、/A轉換器的精度小于0.05%，也是要求D/A轉換器的實際輸出值和理論值之間的誤差（絕對誤差），一般應低于 1LSB /2，即兩邊同除輸入為全為1時的最大電壓得：11.2.7 D/A轉換器的轉換精度與轉換速度即由于10位D/A轉換器的分辨率也可表示為故由于10位D/A轉換器分辨率為11.2.7 D/A轉換器的轉換精度與轉換速度故應取十位或十位以上的D/A轉換器。由于輸入的模擬信號在時間上是連續的，輸出的數字信號在時間和幅值都是是離散的，因此轉換時一般要經過取樣、保持、量化和編碼 四個過程。實際中有時取樣和保持、量化和編碼會同時實現。11.3 A/D轉換器11.3.1 A/D轉換的基本原理D11

28、1101A/DA(電壓 或 電流)？A/D轉換器是將模擬量轉換成數字量 所以A/D轉換過程是首先對輸入模擬電壓信號進行取樣，然后保持并將取樣電壓量化為數字量，并按一定的編碼形式給出轉換結果。一 取樣定理 取樣是將隨時間連續變化的模擬量轉換為時間離散的模擬量。 為了使得取樣信號能逼近輸入模擬信號，則取樣信號應該有足夠高的頻率。為了保證取樣信號將被取樣信號恢復，其頻率關系必須滿足取樣定理。圖11.3.1為對某個輸入信號進行采樣的波形。其中vs為取樣信號，vI 表示輸入的模擬信號。11.3.1 A/D轉換的基本原理圖11.3.1取樣定理為：一般取注：在取樣電路每次取得的模擬信號轉換為數字信號時都需要

29、一定的時間,而且為了給后續的量化編碼提供一個穩定值，則每次取得的模擬信號必須通過保持電路保持一段時間。一般取樣和保持過程往往是通過取樣保持電路同時完成的。11.3.1 A/D轉換的基本原理 若fs為取樣信號的頻率， fi（max）為輸入模擬信號的最高頻率分量的頻率，則它們必須滿足量化:為將模擬信號轉換為數字量，在A/D轉換過程中，必須將采樣保持電路的輸出電量，按某種近似方式歸化到與之相應的離散電平上。這一轉化過程我們稱為數值量化，簡稱量化。任何一個數字量的大小只能是某個規定的最小數量單位的整數倍。數字量最小單位所對應的最小量值叫做量化單位。將采樣保持電路的輸出電壓歸化為量化單位的整數倍。二 、

30、量化和編碼11.3.1 A/D轉換的基本原理編碼: 用二進制代碼來表示各個量化電平的過程，叫做編碼。一個n位二進制數只能表示2n個量化電平，量化過程中不可避免會產生誤差，這種誤差稱為量化誤差。 量化誤差屬原理誤差，它是無法消除的。量化級分得越多（n越大），量化誤差越小。兩種近似量化方式：只舍不入量化方式和四舍五入的量化方式。 二 、量化和編碼11.3.1 A/D轉換的基本原理1.量化 數字量不僅時間上是離散的，而且數值上也是離散的，所以任何一個數字量的大小只能是某個規定的最小數量單位的整數倍。將采樣電壓表示為最小數量單位（）的整數倍，稱為量化。所取得最小數量單位叫做量化單位，用表示，它是數字信

31、號最低位（LSB）為1,其它位為0時所對應的模擬量，即1LSB。如圖11.3.2所示 將量化的結果用代碼（可以是二進制，也可以是其他進制）表示出來，這個過程稱為編碼，這些代碼也是A/D轉換器的輸出數字量。3. 量化誤差： 由于模擬電壓是連續的，那么不可能所有的電壓都能被量化單位整除，所以量化過程不可避免地會引入誤差，這種誤差就叫做量化誤差。量化誤差屬于原理性誤差，無法消除。A/D轉換器的位數越多，各離散電平之間的差值就越小，量化誤差也越小。2.編碼：11.3.1 A/D轉換的基本原理4.量化方式：a. 只舍不入量化方式以3位A/D轉換器為例 設輸入電壓vI為01V，取量化單位1/8 V，量化中

32、把不足量化單位部分舍棄，如01/8 V都當成0V處理，用000表示；在1/82/8V都當成1 處理，即當成1/8V處理，用001表示，依此類推，如圖11.3.2（a）所示，其最大量化誤差為 。11.3.1 A/D轉換的基本原理注：由于后者的量化誤差比前者小，所以大多數A/D轉換器采用四舍五入的量化方式。 取量化單位為 2/15 V，量化中將不足半個量化單位部分舍去，對于等于或大于半個量化單位的部分按一個量化單位處理。如01/15 V 當0V處理，用000表示；在1/153/15 V當成1 處理，即2/15 V，用001表示，依此類推，如圖11.3.2(b）所示，其最大量化誤差為1/2 。b.

33、四舍五入量化方式11.3.1 A/D轉換的基本原理當輸入的模擬電壓為正負范圍內變化時，一般采用二進制補碼的形式編碼。11.3.2 取樣保持電路取樣保持電路的原理圖及輸出波形如圖11.3.3所示1.原理電路：圖11.3.3 該電路是由放大器A、保持電容CH和開關驅動電路組成。其中vI為輸入的模擬電壓， vL為取樣控制信號,T為N溝道增強型MOS管，做為模擬開關，2.工作原理：11.3.2 取樣保持電路圖11.3.3a.當取樣控制電壓vL為高電平時，NMOS管導通，輸入電壓vI通過R1和T給電容CH充電。若取R1 RF，并設運放為理想的，則vo vc vIb.當取樣電壓vL為低電平時，NMOS管截

34、止，CH上的電壓在這段時間內基本不變，則輸出電壓也不變，取樣結果被保存下來，即vo vc vI。 CH漏電越小，運放的輸入阻抗越高，則保持的時間也越長。注：圖11.3.4的電路由于充電時通過R1和T，它們將影響取樣速度。而若減小R1則會降低電路的輸入電阻。采取得措施是在電路的輸入端增加一級隔離放大器。3. 單片集成取樣保持電路LF398圖11.3.311.3.2 取樣保持電路 圖11.3.5 （a）是LF398的電路結構圖，圖11.3.5 （b）是其典型接法。圖11.3.5A1、 A2是兩個運算放大器，S是模擬開關，L是控制開關S的邏輯單元，vL和VREF是邏輯單元的兩個輸入電壓信號。圖11.

35、3.511.3.2 取樣保持電路當 vL VREFVTH時，S接通；當vL 0，則vI vo ，比較器的輸出電壓vB1；圖11.3.8b.當vL為高電平時，開始進行轉換，脈沖源發出的脈沖經過門G加到計數器時鐘脈沖輸入端CLK，計數器開始加法計數。隨著計數的進行，D/A轉換器的輸出電壓不斷增加。 圖11.3.811.3.4 反饋比較型A/D轉換器c.當增加到vIvo時，比較器輸出vB變成低電平，并將門G封鎖，計數器停止計數，此時計數器的狀態就是所求的輸出數字信號。圖11.3.811.3.4 反饋比較型A/D轉換器11.3.4 反饋比較型A/D轉換器注： a.由于轉換過程中計數器的數字不斷變化，所

36、以不能將計數器的狀態做為輸出的數字信號，而是在輸出端設置可輸出寄存器，并在vL的下降沿的控制下，寄存器的狀態為最終的輸出數字信號。圖11.3.8b. 此方案的缺點是轉換時間長。當輸出為n位二進制數碼時，最長的轉換時間是2n1倍的時鐘脈沖信號周期。由于此電路結構簡單，常用在對轉換速度要求不高的場合。11.3.4 反饋比較型A/D轉換器圖11.3.82.逐次漸近型A/D轉換器 為了提高轉換速度，在計數型A/D轉換器的基礎上，產生逐次漸近型A/D轉換器。雖然也是反饋比較型A/D轉換器，但D/A轉換器的數字量的給出方式不同。11.3.4 反饋比較型A/D轉換器原理：逐次漸近就如稱重物，如13g的重物，

37、有砝碼8g、4g、2g、1g。比較過程如表11.3.1所示11.3.4 反饋比較型A/D轉換器圖11.3.9逐次漸近型A/D轉換器的工作原理框圖如圖11.3.9所示。組成:比較器C、D/A轉換器、寄存器、時鐘脈沖源和控制邏輯等。工作原理：a.逐次漸近寄存器清零；b. 先設寄存器狀態為最高位為1,其他位為0（如4位A/D轉換器為1000），經過D/A轉換器后，送到比較器比較。若vo vI ，則去掉這個1;若vo vI ，則保留這個1.然后再將次高位設置成1,再進行比較，逐位比較下去，直到最低位為止。這是寄存器所存的數碼即為輸出的數字量。圖11.3.911.3.4 反饋比較型A/D轉換器特點：電路

38、不太復雜，速度較快其組成為：*由FF1FF5構成順序脈沖發生器，其波形如圖11.3.11所示。圖11.3.10為3位逐次漸近型A/D轉換器的電路原理圖。11.3.4 反饋比較型A/D轉換器圖11.3.10*由FFAFFC構成3位數碼寄存器，其輸出為三位二進制數d2d1d0.11.3.4 反饋比較型A/D轉換器圖11.3.10*G1G9組成控制邏輯電路。*運算放大器構成比較器，用它比較輸入電壓 vI和vo的大小 。若vI vo ，則vB為低電平，其比較器輸出端接到三個控制與門的輸入端圖11.3.1011.3.4 反饋比較型A/D轉換器若設D/A轉換器的參看電壓VREF8V，輸入的模擬電壓為vI5

39、.86V,則轉換過程如下：圖11.3.1011.3.4 反饋比較型A/D轉換器(1) 開始前將FFA FFB置零，同時將環形計數器FF1FF5置成Q1Q5= 10000。10000(2) 當vL為高電平時，轉換開始。當第1個脈沖到達后，此時QAQBQC100 ，若D/A轉換器為T形電阻網絡型，則，輸出電壓（不包含求和放大器）為11.3.4 反饋比較型A/D轉換器圖11.3.10100第1個CP1000011.3.4 反饋比較型A/D轉換器圖11.3.10由于vo vI,則比較器輸出為0,同時Q1Q5= 01000。(3) 當第2個脈沖上升沿來時， QAQBQC110 。此時10110000第2

40、個CP故比較器輸出為1,同時Q1Q5= 00100圖11.3.1011.3.4 反饋比較型A/D轉換器(4) 當第3個脈沖上升沿來時， QAQBQC101 。此時01100001第3個CP故比較器輸出為0,同時Q1Q5= 00010(5) 當第4個脈沖上升沿來時， QAQBQC101 。此時Q1Q5= 00001,若取數據則可并行輸出。11.3.4 反饋比較型A/D轉換器圖11.3.1000010011第4個CP1012004/12/25(6) 第5個脈沖來后， Q1Q5= 10000 ，返回初態，同時門G6G8被封鎖，轉換輸出信號消失。圖11.3.1011.3.4 反饋比較型A/D轉換器00

41、100101第5個CP注：a. 為了減小量化誤差，使D/A轉換器輸出產生/2的偏移量；b. 轉換時間比計數器型的要少(n+2個脈沖），轉換速度高，當然比并聯型的要低，但電路要簡單的多；轉換過程示意圖如11.3.11所示.11.3.4 反饋比較型A/D轉換器圖11.3.10c.位數越高，轉化精度越高。此種類型的A/D轉換器是最常用的一種。11.3.4 反饋比較型A/D轉換器11.3.5 雙積分型A/D轉換器 雙積分型A/D轉換器屬于間接A/D轉換器，雙積分型簡稱為 VT變換型，它首先把輸入的模擬電壓信號轉換成與之成正比的時間寬度信號，然后在這個時間寬度里對固定頻率的時鐘脈沖計數，計數的結果就是正

42、比于輸入模擬電壓的數字信號。最常用的間接A/D轉換器還有電壓頻率變換型（簡稱VF變換型）兩類。 VF變換型A/D轉換器首先是把輸入的模擬電壓信號轉換成與之成正比的頻率信號，然后在一個固定的時間間隔里對得到的頻率信號計數，計數的結果就是正比于輸入模擬電壓的數字信號。圖11.3.12是雙積分型A/D轉換器的原理性框圖。它包含積分器、比較器、計數器、邏輯控制和時鐘信號源幾部分。11.3.5 雙積分型A/D轉換器圖11.3.12a.組成：轉換開始前（轉換控制信號vL0）先將計數器清零，并接通開關So，使電容完全放電。11.3.5 雙積分型A/D轉換器當vL1 轉換開始（S0斷開），其步驟如下a. 使開

43、關S1合到輸入信號vI 一側:積分器對vI在固定時間T1進行積分，其輸出電壓為 上式說明，在固定時間T1的條件下，積分器的輸出電壓vo與輸入電壓vI 成正比。 11.3.5 雙積分型A/D轉換器b.開關S1打在VREF一側:此時積分器反向積分若設積分器輸出電壓到零時所需時間為T2，則即11.3.5 雙積分型A/D轉換器由此可見，T2與輸入信號vI成正比。11.3.5 雙積分型A/D轉換器圖11.3.13其電壓輸出波形如圖11.3.13所示。若計數器在時間T2內對固定頻率fC（ fC1/TC）的時鐘脈沖進行計數，則計數結果也一定與vI 成正比。即設T1=NTC，則上式可變成即輸出的數字量與輸入的

44、模擬電壓成正比。而且輸入電壓與反向積分的時間成正比。第一次積分：對輸入進行固定時間的積分：第二次積分：對參考電壓進行積分：優點：工作性能穩定（與RC參數無關）；與時鐘信號周期無關，即對時鐘信號的穩定度要求不高；抗干擾能力強，特別是工頻干擾缺點：工作速度低*雙積分型A/D轉換器的優點：a. 工作性能穩定。由于積分時間和參數RC無關，且T1=NTC，最后轉換結果與時鐘周期無關，故可以用精度比較低的元器件獲得較高精度的雙積分型A/D轉換器。b. 抗干擾能力強。由于雙積分型A/D轉換器在時間T1內采的是輸入電壓的平均值，故對平均值為零的工頻或工頻的倍頻具有很強的抗干擾能力。*雙積分型A/D轉換器的缺點

45、：工作速度低。對于前述的雙積分型A/D轉換器來說，每完成一次轉換所需時間應在2T1以上，記不應低于2n+1TC。若加上轉換前的準備時間，則完成一次轉換所需時間更長一些。雙積分型A/D轉換器的轉換速度一般都在每秒幾十次以內11.3.5 雙積分型A/D轉換器*雙積分型A/D轉換器的轉換精度要受計數器的位數、比較器的靈敏度、運算放大器和比較器的零點漂移、積分器的漏電、時鐘頻率的瞬時波動等多種因素的影響。11.3.5 雙積分型A/D轉換器*故為了提高精度采取得措施除了增加計數器的位數外，還要抑制比較器和積分器的零點漂移。實際電路中都增加了零點漂移的自動補償電路。另外為了防止時鐘在轉換過程中發生波動，可

46、以使用石英晶體振蕩器。*單片集成的雙積分型A/D轉換器有ADCEK8B（8位，二進制）、ADCEK10B（10位，二進制）、MC14433 ( 位，BCD碼）等。還有可以直接驅動LCD和LED數碼管的CB7106/7126、CB7107/7127。 對于雙積分過程的控制，可由圖11.3.14所示的邏輯電路來完成。11.3.5 雙積分型A/D轉換器圖11.3.14此電路是由n位計數器（異步）、附加觸發器FFA、模擬開關So和S1的驅動電路L0、L1、控制門G組成。11.3.5 雙積分型A/D轉換器控制過程為：a. 轉換開始前：轉換控制信號 vL0 ，門G輸出為1,各觸發器被置零，同時，S0被關閉

47、，C完全放電。11.3.5 雙積分型A/D轉換器b. 轉換開始：轉換控制信號vL1，S0斷開，S1接到輸入信號vI一側，積分器開始對輸入電壓vI進行積分。由于積分器A輸出為負電壓，故比較器C輸出為高電平，門G打開，計數器對vG 端的脈沖計數。 c. 當計數器計滿2n個脈沖（T1時間）后，自動返回全0狀態，同時給FFA一個進位信號，使FFA置1。L1動作使得S1打在VREF一側，開始反向積分。當積分器的輸出到0時，比較器輸出為低電平，將門G封鎖，一次轉換結束。11.3.5 雙積分型A/D轉換器由于T1=2nTC（TC為時鐘脈沖的周期），即N2n，故輸出的數字量為：11.3.5 雙積分型A/D轉換

48、器圖11.3.13問題：VI可否大于-VREF的絕對值？例11.3.1 在雙積分A/D電路中，設基準電壓VREF10V，計數器的位數為n10，計數脈沖的頻率為10kHz則完成一次轉換最長需要多長時間？若輸入的模擬電壓vI5V，試求轉換時間和輸出的數字量各為多少？11.3.5 雙積分型A/D轉換器解：（1）完成一次的時間為TT1T2，當T1 T2時，完成的一次轉換的時間最長，故（2）若輸入的模擬電壓vI5V，所用的轉換時間11.3.5 雙積分型A/D轉換器輸出的數字量為11.3.6 VF變換型A/D轉換器V-F變換型A/D轉換器的電路結構框圖如圖11.3.14所示圖11.3.141.組成： VF

49、變換型A/D轉換器是由VF變換器（也稱壓控振蕩器，簡稱為VCO）、計數器及其時鐘信號控制閘門、寄存器、單穩態觸發器等組成2.工作原理：11.3.6 VF變換型A/D轉換器 當vG變成高電平后，VF變換器輸出的脈沖通過門G加到計數器的技術脈沖上。由于VF變換器輸出頻率fout與輸入電壓vI成正比，故在每個固定脈寬TG時間內記錄的脈沖數目也與輸入的電壓vI成正比。圖11.3.14圖11.3.1411.3.6 VF變換型A/D轉換器 為了防止轉換過程中輸出的數字跳動，則在轉換過程結束時，由vG的下降沿控制將輸出的數字量存入寄存器中，并且由vG的下降沿觸發單穩態觸發器，產生一個負脈沖使得計數器置零。1

50、1.3.6 VF變換型A/D轉換器*由于VF變換器的輸出信號是一種調頻信號，此信號不僅易于傳輸和檢測，還有很強的抗干擾能力，故VF變換型A/D轉換器常用于遙測、遙控系統中。* VF變換型A/D轉換器的轉換精度首先取決于VF變換器的精度，另外其精度也受到計數容量的影響，計數器容量越大轉換誤差越小11.3.7 A/D轉換器的轉換精度與轉換速度一、A/D轉換器的轉換精度 在單片集成的A/D轉換器中轉換精度也采用分辨率（又稱為分解度）和轉換誤差來描述。1. 分辨率： A/D轉換器的分辨率是輸出二進制數或十進制數的位數表示。它表示A/D轉換器對輸入信號的分辨能力。*從理論上講，n位二進制數字輸出的A/D

51、轉換器能區分2n不同等級的輸入模擬電壓，能區分輸入電壓的最小值為滿量程輸入的1/2n（FSR/ 2n,FSR輸入電壓滿量程刻度）。分辨率所描述的為A/D轉換器的固有誤差量化誤差，在最大輸入電壓一定時，其輸出位數越多，量化誤差越小，分辨率越高。如10位二進制A/D轉換器，若最大輸入信號為5V，則應能區分輸入信號的最小電壓為5V/210=4.88mV.11.3.7 A/D轉換器的轉換精度與轉換速度 一般是以輸出誤差的最大值形式給出。它表示A/D轉換器實際輸出的數字量和理論上應有的輸出數字量之間的差別。通常以最低有效位的倍數給出，如若轉換誤差為 VREF ，則會使比較積分階段就會復位溢出，然后重新計

52、數，使得轉換出錯。11.3.7 A/D轉換器的轉換精度與轉換速度*例9.3.4 16位雙積分型A/D轉換器的時鐘頻率為fC4MHz，基準電壓VREF=-10V,最大輸入電壓 VI(max) ，積分器電容C0.1F。當計數器計至2n時，積分器的輸出電壓達到最大，且為8V，試問(1)積分器電阻R的阻值為多少？(2) 當輸入的模擬電壓為5V時，轉換的二進制數為多少？(3)若計數器的第二次計數值為N2,且N2=19660D,則表示的輸入電壓vI為多大？(4)轉換器的最長轉換時間是多少？ 11.3.7 A/D轉換器的轉換精度與轉換速度解： (1) 由于則(2) 此A/D轉換器的分辨率為則1LSB所對應的輸入電壓為11.3.7 A/D轉換器的轉換精度與轉換速度故5V輸入電壓對應二進制為(3) 第一次計數長度為N1=216=65536D,由下式可得：(4)轉換的最長時