1、第十章 脈沖波形的產生與整形本章主要內容：本章介紹矩形脈沖的產生和整形電路。主要內容有：本章重點內容：各種典型電路的工作原理、功能和應用施密特觸發器單穩態觸發器多諧振蕩器555定時器及其應用本章學時安排：本章習題：8學時10.110.4、10.6、10.8 10.13、10.18、10.20、10.24、10.2510.26數字電路區別于模擬電路的主要特點之一是：它的工作信號是離散時間的脈沖信號。最常用的脈沖信號是矩形波。如何產生矩形波以及對不理想的矩形波如何整形？本章重點討論內容。10.1 概述獲取矩形脈沖波形的途徑：利用各種形式的多諧振蕩器電路直接產生所需矩形脈沖通過各種整形電路把已有的周

2、期性變化波形變換為符合要求的矩形脈沖采用整形的方法獲取矩形脈沖的前提是：必須能找到頻率和幅度都符合要求的一種已有電壓信號。10.1 概述矩形脈沖波形的主要參數脈沖周期T：兩個相鄰脈沖之間的時間間隔。脈沖頻率脈沖幅度Vm：脈沖電壓的最大變化幅度。脈沖寬度tW：從脈沖前沿0.5Vm起、到脈沖后沿0.5Vm止的一段時間。上升時間tr：脈沖上升沿從0.1Vm上升到0.9Vm所需要的時間。下降時間tf：脈沖下降沿從0.9Vm下降到0.1Vm所需要的時間。占空比q：脈沖寬度與脈沖周期的比值，即tWVm0.9Vm0.5Vm0.1VmTtrtf單脈沖的產生按鈕按放一次，便產生一個單脈沖。但是，由于按鈕S機械動

3、作經常伴有抖動現象，使得輸出的方波很不理想，毛刺很大。這樣的方波用到數字系統中很容易引起誤動作。因此，這個電路沒有實用價值。正常時，不按按鈕，Q0；按下按鈕時，鎖存器翻轉，Q =1；松開按鈕后，回到 Q0。可見：按鈕動作一次，Q端就輸出一個正脈沖。10.1 概述QQFSVCCS5VQQ10.2 施密特觸發器 施密特觸發器（Schmitt Trigger）是脈沖波形變換中經常使用的一種電路。它有兩個重要特點：輸入信號從低電平上升的過程中，電路狀態轉換時對應的輸入電平，與輸入信號從高電平下降過程中對應的輸入轉換電平不同。在電路狀態轉換時，通過電路內部的正反饋過程使輸出電壓波形的邊沿變得很陡。 利用

4、施密特觸發器的特點，可以將邊沿變化緩慢的信號波形整形為邊沿陡峭的矩形波，也可以有效地消除疊加在矩形脈沖高、低電平上的噪聲。10.2.1 用門電路組成的施密特觸發器施密特觸發器的圖形符號vOvIvIv O當vI升高至 時，引發正反饋過程：于是電路的狀態迅速轉換為10.2 施密特觸發器用CMOS反相器構成的施密特觸發器反相器G1和G2是CMOS電路，其閾值電壓為 ，且R1R2。設vI上升過程中電路狀態發生轉換時對應的輸入電平為VT+（稱為正向閾值電壓），則：vOv OR2R1vIv IvO1G1G2 設vI下降過程中電路狀態發生轉換時對應的輸入電平為VT（稱為負向閾值電壓），則：10.2 施密特觸

5、發器將 代入得：定義：VT+與VT之差叫做回差電壓VT ，即VT = VT+VT 改變R1和R2的比值可調節VT+、VT和回差電壓的大小。但R1必須小于R2，否則電路將進入自鎖狀態，不能正常工作。當vI從高電平VDD逐漸下降至 時，又引發正反饋過程：電路的狀態迅速轉換為vOv OR2R1vIv IvO1G1G210.2 施密特觸發器施密特觸發器的電壓傳輸特性VTHVDDvIvOO（a）同相輸出VTHVDDvIvOO（b）反相輸出 因vO與vI的高、低電平是同相的，所以叫做同相輸出的施密特觸發特性。 因v O與vI的高、低電平是反相的，所以叫做反相輸出的施密特觸發特性。例1：在上述CMOS反相器

6、構成的施密特觸發器中，如果要求VT+=7.5V，VT=5V，試求R1、R2和VDD的值。10.2 施密特觸發器 為保證反相器G2輸出高電平時的負載電流不超過最大允許值IOH(max)，應使： 如果G1、G2選用CC4069六反相器，由手冊查得當VDD=10V時，IOH(max)=1.3mA。由此可得：故可取R2=22k，R1=(1/2)R2=11k 。解方程組，得：，因此取VDD=10V。解：由題意得vOv OR2R1vIv IvO1G1G2因R1和R2的數值不能太大，故串進二極管D，以防止vO =VOH 時G2的負載電流過大。輸入電壓由高電平降低時二極管將處于截止狀態，G1的輸入信號將由另一

7、個輸入端加入。TTL門電路組成的施密特觸發器10.2 施密特觸發器vI =0時G1截止、G2導通，vO =VOL。設門電路的閾值電壓為VTH，VOL=0。 當vI從0上升至VTH時，因vI仍低于VTH，故電路狀態并不改變。當vI上升至vI=VTH時，G1開始導通，由于存在正反饋，電路迅速轉換為G1導通、G2截止，使vO=VOH。此時對應的輸入電平就是VT+。若忽略vI=VTH時G1的輸入電流，則可得：vOvOR2R1vIvIvO1G1G2D6.2 施密特觸發器得：式中VD是二極管D的導通壓降。當vI從高電平逐漸下降時，只要降至vI=VTH以后，由于存在正反饋，電路狀態立刻發生轉換，返回vO=V

8、OL的狀態。故vI下降時的轉換電平為VT=VTH。電路的回差電壓為：vOvOR2R1vIvIvO1G1G2D10.2 施密特觸發器圖形符號*10.2.2 集成施密特觸發器為了提高負載能力TTL集成施密特與非門7413的電路圖VCCvOD2D1R22KiC1D3D4R14K R31.4KvIvC1iB2iR3iC2R5D5R6T3R4480T2T1R8R9130T4T5YR7vOABCDvID6二極管與門施密特電路電平偏移輸出電路vET6ABCDY10.2 施密特觸發器設三極管發射結的導通壓降和二極管的正向導通壓降均為0.7V。若vI 逐漸升高并使 vBE10.7V時，T1進入導通狀態，并發生正

9、反饋：使電路迅速轉為T1飽和導通，T2截止。當輸入端的電壓使：，則T1截止，T2飽和導通。vOD2D1R22KiC1D3D4R14K R31.4KvIvC1iB2iR3iC2R5D5R6T3R4480T2T1R8R9130T4T5YR7vOABCDvID6二極管與門施密特電路電平偏移輸出電路vET6使電路迅速返回T1截止，T2飽和導通。由于存在正反饋，使輸出vO的上升沿和下降沿都很陡。10.2 施密特觸發器若vI 從高電平逐漸下降至vBE1 為0.7V左右時，iC1開始減小，發生如下正反饋：因R2R3，所以T1飽和導通時的vE低于T2飽和導通時的vE。故T1由截止變為導通時的輸入VT+高于T1

10、由導通變為截止時的輸入VT，相對應的輸入端電壓VT+也高于VT，這就是施密特觸發特性。vOD2D1R22KiC1D3D4R14K R31.4KvIvC1iB2iR3iC2R5D5R6T3R4480T2T1R8R9130T4T5YR7vOABCDvID6二極管與門施密特電路電平偏移輸出電路vET6設VBE(sat)2、 VCE(sat)2為T2飽和導通時b-e和c-e間的壓降。10.2 施密特觸發器則T1截止，T2飽和導通時電路的方程為：假定 ，則：vOD2D1R22KiC1D3D4R14K R31.4KvIvC1iB2iR3iC2R5D5R6T3R4480T2T1R8R9130T4T5YR7v

11、OABCDvID6二極管與門施密特電路電平偏移輸出電路vET6將圖中參數代入上式，并取VBE(sat)=0.8V，VCE(sat)=0.2V，則：10.2 施密特觸發器當vI從高電平下降到僅比R4上的壓降高0.7V后，T1開始脫離飽和，vCE1上升，到vCE1大于0.7V后，T2開始導通并引發正反饋，故轉換時R4上的壓降為：vOD2D1R22KiC1D3D4R14K R31.4KvIvC1iB2iR3iC2R5D5R6T3R4480T2T1R8R9130T4T5YR7vOABCDvID6二極管與門施密特電路電平偏移輸出電路vET610.2 施密特觸發器 故：O0.5 1.0 1.5 2.0vI

12、 /V4321vO /V7413的電壓傳輸特性電平偏移電路是為了保證在T2導通輸出低電平（約為1.9V）時，T4能可靠截止。對每個具體的器件而言，它的VT+、VT都是固定的，不能調節。為了降低輸出電阻，提高電路的帶負載能力，輸出部分設置了倒相級和推拉式輸出級電路。10.2 施密特觸發器 CMOS集成施密特觸發器CC40106的電路圖T2T1T4T8輸入保護VDDvIvOVDDT3T5T6vOT7T9T10T11T12施密特電路整形級緩沖級若無T3和T6存在，則T1、T2、T4和T5組成反相器，轉換電平在vI =(1/2)VDD附近。設P溝道MOS管的開啟電壓為VGS(th)P，N溝道MOS管的

13、開啟電壓為VGS(th)N。提高帶負載能力，同時起隔離內部電路與負載的作用。通過兩級反相器的正反饋作用，使輸出電壓波形得到進一步的改善。10.2 施密特觸發器 所以，在 的條件下，vI上升過程的轉換電平VT+比VDD/2高得多，且VDD越高VT+越高。同理， vI下降過程的轉換電平VT-比VDD/2低得多。接入T3和T6后，當vI=0時，T1、T2導通，T4和T5截止，此時因vO為高電平，故T3截止，T6導通， 較高，vI升高，當vI VGS(th)N以后，T4導通， vI繼續升高，T1、T2趨于截止時，其內阻劇增，vO和vS5下降，當 時，T5開始導通，引起如下正反饋： 使T5迅速導通并進入

14、低壓降的電阻區。同時，T3導通，T1、T2截止，vO下降為低電平。T2T1T4輸入保護VDDvIT3T5T6vO施密特電路VDD10.2 施密特觸發器 集成施密特觸發器CC40106的特性05101551015vO/VvI/VVDD=15V10V1V電壓傳輸特性VT+VT051015VDD/V51015VVT+VTVDD對VT+、VT的影響VT+、VT不僅受VDD的影響，而且在VDD確定時不同器件的VT+、VT值可能不完全一樣。10.2 施密特觸發器 10.2.3 施密特觸發器的應用一、用于波形變換 利用施密特觸發器狀態轉換過程中的正反饋作用，可以把邊沿變化緩慢的周期性信號變為邊沿很陡的矩形脈

15、沖信號。二、用于脈沖整形 數字系統中，矩形脈沖經傳輸后往往發生波形畸變。vIvOOOttVT+VT用施密特觸發器實現波形變換傳輸線上電容較大時的情況vIvOOOttVT+VTvIvO10.2 施密特觸發器 三、用于脈沖鑒幅只有幅度大于VT+的脈沖才會在輸出端產生輸出信號。此外，利用施密特觸發器還可構成多諧振蕩器，詳見10.4節。傳輸線較長且接收端阻抗與傳輸線阻抗不匹配時產生振蕩的情況vIvOOOttVT+VT其它脈沖信號通過分布電容或公用電源線疊加到矩形脈沖信號上的情況vIvOOOttVT+VTvIvOOOttVT+VT10.3 單穩態觸發器單穩態觸發器簡稱單穩，其突出特點是：有穩態和暫穩態兩

16、個不同的工作狀態；在外界脈沖作用下，能從穩態翻轉到暫穩態，在暫穩態維持一段時間后自動返回穩態；暫穩態維持時間的長短取決于電路本身的參數，與觸發脈沖的寬度和幅度無關。穩定狀態穩定狀態暫穩態由外界觸發自動返回學習的重點：為什么會自動返回? 需要多少時間?10.3 單穩態觸發器10.3.1 用門電路組成的單穩態觸發器單穩態觸發器的暫穩態通常是靠RC電路的充、放電過程來維持的，分為微分型和積分型兩種。一、微分型單穩態觸發器CMOS門電路和RC微分電路構成的微分型單穩態觸發器對于CMOS門電路，可認為：；且通常在穩態下vI=0、vI2=VDD，故vO=0、vO1=VDD，電容C上沒有電壓。OvIOvdO

17、vO1OvI2OvOtttttvO1RRdVDDG2G1CdCvIvdvI2vOOvIOvdOvO1OvI2OvOttttt當有觸發脈沖vI時，經微分電路得到vd。vd上升至VTH，引發正反饋：使vO1迅速跳變為低電平，因電容電壓不能突變，故vI2也為低電平，則vO為高電平，電路進入暫穩態。此時即使vd回到低電平，vO仍維持高電平。與此同時，電容C開始充電。10.3 單穩態觸發器CMOS門電路和RC微分電路構成的微分型單穩態觸發器vO1RRdVDDG2G1CdCvIvdvI2vOOvIOvdOvO1OvI2OvOttttt10.3 單穩態觸發器VTHtW若此時vd已回到低電平，則vO1、vI2

18、迅速跳變為高電平，返回vO=0的狀態。同時，C通過R、G2 的輸入保護電路向VDD放電，電路恢復到穩定狀態。隨著電容C的充電，vI2逐漸升高，當vI2=VTH時，引發正反饋：若vI再來一個觸發脈沖，則重復以上過程CMOS門電路和RC微分電路構成的微分型單穩態觸發器vO1RRdVDDG2G1CdCvIvdvI2vO電容C充電的等效電路G1輸出低電平時的輸出電阻 由電路的過渡過程知，vC從充、放電開始到變化至VTH所經過的時間為：由此可得：輸出脈沖的幅度為：10.3 單穩態觸發器vO1RRdVDDG2G1CdCvIvdvI2vOVDDRCvI2G1RONCRVDDG2vI2G2輸入保護電路中的二極

19、管 RC電路經過3 5倍于電路時間常數的時間以后基本達到穩態。 如果D1的正向導通電阻遠小于R和RON，則恢復時間為： 分辨時間td 是指在保證電路正常工作的前提下，允許兩個相鄰觸發脈沖之間的最小時間間隔，故有： 微分型單穩可以用窄脈沖觸發。在vd 的脈寬大于輸出脈寬的情況下，電路仍能工作，但輸出脈沖的下降沿較差。10.3 單穩態觸發器vO1RRdVDDG2G1CdCvIvdvI2vO電容C放電的等效電路G1RONCRVDDG2vI2D1 當vI 發生正跳變后,vO1跟著負跳變；因電容電壓不能突變，故vA不能突跳，則vO 立即下跳，vO= vOL，電路進入暫穩態。同時電容開始放電。 在vI脈沖

20、到來以前，vO1是高電平，vO是高電平,vA= vO1。二、積分型單穩態觸發器 電路由TTL與非門和反相器及RC積分電路組成。為保證vO1為低電平時vA在VTH以下，R的阻值不能很大。OtvIvO1vAvOOtOtOtt110.3 單穩態觸發器vAvIvOG1G2vO1RCOtvIvO1vAvOOtOtOtt1vO1下跳后，隨著C放電，vA下降。當vA=VTH時，vO上跳回到高電平。之后vA繼續下降。 待vI返回低電平后，vO1又重新回到高電平，并向電容C充電。經過恢復時間tre(從vI回到低電平時刻算起）以后，vA恢復為高電平，電路達到穩態。VTHtTRtWt2若vI再來一個觸發脈沖，則重復

21、以上過程10.3 單穩態觸發器vAvIvOG1G2vO1RC電容C放電的等效電路 vA高于VTH期間G2的輸入電流非常小，可忽略不計。G1輸出為低電平時的輸出電阻由于，得：輸出脈沖的幅度為： 恢復時間等于vO1跳變為高電平后電容C充電至VOH所經過的時間。RO是G1輸出高電平時的輸出電阻。 分辨時間為觸發脈沖的寬度tTR 和恢復時間之和，即：10.3 單穩態觸發器vAvIvOG1G2vO1RCCR+ROvAVOLG1G2ROVOLRCvAR1VCC 回答: 有! 討論: 對vA 的放電快慢有無約束? 若C的放電太慢，在t1t2 期間,變量 vAVTH ,失去對vO低電平寬度的控制作用，必須改進

22、電路!vAOtVTHvOOtOtvIvO1Ott1t2t310.3 單穩態觸發器 vAvIvOG1G2vO1RC積分型單穩的優點：抗干擾能力強。缺點：由于沒有正反饋作用，輸出波形的邊沿比較差。10.3 單穩態觸發器 vAvIvOG1G2vO1RCvAvOvO3vOG1G2vO1RvIG3G4C10.3 單穩態觸發器 10.3.2 集成單穩態觸發器一、TTL集成單穩態觸發器輸入控制電路，用于實現上升沿觸發或下降沿觸發的控制。上升沿觸發脈沖由B端輸入，且A1或A2中至少要有一個接低電平。下降沿觸發脈沖由A1或A2輸入（另一個接高電平），同時B端接高電平。輸出緩沖電路，用于提高電路的帶負載能力。微分

23、型單穩，輸出脈沖寬度由Rext和Cext的大小決定。74121的邏輯圖A2A134B5G1G2G3vo6vI5G5G6G4QQ10CextRextVCC9Rint11G7G8G916vOvO10.3 單穩態觸發器 74121的工作波形圖tWA1A2BvOtttttWtWOOOO集成單穩態觸發器 74121的功能表A1A2B輸 入輸 出010111100010011100111110.3 單穩態觸發器 輸出脈沖寬度：通常Rext 的取值在2k30k之間，Cext的取值在10pF10F之間。所以tW 的范圍可達20ns 200ms。另外，還可用74121的內部電阻Rint取代外接電阻Rext，但因

24、Rint 的阻值不太大（約2k），所以若希望輸出脈沖較寬時，仍需使用外接電阻。74121的外部連接方法使用內部電阻Rint(上升沿觸發)47195CextRextCextRintVCCA1A2B3vI6GND10CextVCC11145711CextRextCextRintVCCA1A2B34vI61GND110CextRextVCC914使用外接電阻Rext(下降沿觸發)目前使用的集成單穩態觸發器有不可重復觸發型（74121、74221/74LS221等）和可重復觸發型（74122/74LS122、74123/74LS123等）兩種。10.3 單穩態觸發器 不可重復觸發的單穩觸發器一旦被觸發

25、進入暫穩態以后，再加入觸發脈沖不會影響電路的工作過程，必須在暫穩態結束后才能接受下一個觸發脈沖。而可重復觸發的單穩態觸發器在被觸發進入暫穩態后，如果再次加入觸發脈沖，電路將重新被觸發，使輸出脈沖再繼續維持一個tW 寬度。不可重復觸發型的工作波形vItttWOOvO可重復觸發型的工作波形vOtOvItOtW集成單穩態觸發器 74LS123簡介10.3 單穩態觸發器 74LS123 包括兩個獨立的單穩,各管腳以字頭1、2相區別。單穩輸出脈沖的寬度，主要由外接的定時電阻( RT)和定時電容(CT)決定。單穩的翻轉時刻決定于A、B、CLR三個輸入相與的結果。74LS123管腳圖151412131110

26、87643191625CLRCLRQQQQ2B2A1B1A2Q1Q1Q2Q1CLR2CLR1CT2CTVCCGND2RT/CT1RT/CT10.3 單穩態觸發器 74LS123功能表CLRABQQ說 明000000011111111穩態觸發74LS123輸出脈沖的寬度有三種控制方法:在清零端(CLR)加清0負脈沖,可提前終止輸出脈沖,如右圖所示。 CLRtWQ基本脈沖寬度由外接電阻(RT)、電容(CT)決定。當CT1000pF時，脈寬tW應為：tW = 0.45 RT CT ，單位RT：k，CT：pF，tW：nS。10.3 單穩態觸發器 74LS123是可重復觸發型單穩，可通過在A端或B端加重

27、復觸發脈沖，使輸出脈沖的寬度加寬。tWtWBQ10.3 單穩態觸發器 *二、CMOS集成單穩態觸發器積分電路電路的核心部分是由積分電路、三態門和三態門的控制電路構成的積分型單穩態觸發器。CC14528的邏輯圖G6ABRVDDVDDRextCextG1G2G3G4G8G5G7G9控制電路G10G11G12三態門T1T2G13G14G15G16輸出緩沖電路10.3 單穩態觸發器 沒有觸發信號（A=1，B=0）時，電路處于穩態，vO4為高電平。若接通電源后vO4為低電平，由于接通電源瞬間vC是低電平，所以G9輸出低電平，使G7輸出高電平，G8輸出低電平。于是vO4被置成高電平。若接通電源后，vO4為

28、高電平，則G6和G7組成的觸發器一定處于 vO7為低電平的狀態，故G8輸出高電平，vO4的高電平狀態將保持不變。由于此時G10輸出低電平，G12輸出高電平，T1和T2截止，Cext充電，所以最后輸出 。G6ABRVDDVDDRextCextG1G2G3G4G8G5G7G9控制電路G10G11G12三態門T1T2G13G14G15G16輸出緩沖電路10.3 單穩態觸發器 當vC進一步下降至G9的閾值電壓VTH9時，G9輸出低電平，使vO4為高電平，于是T2截止，Cext重新充電。當vC充電到VTH13時，輸出返回到 狀態。 Cext繼續充電至VDD以后，電路又恢復為穩態。用上升沿觸發時，B端加正

29、脈沖，A保持為高電平，使vO4為低電平，從而G10輸出高電平，T2導通，Cext開始放電。當vC下降到G13的轉換電平VTH13時，輸出狀態改變，電路進入暫穩態，vO=1、 vO=0。G6ABRVDDVDDRextCextG1G2G3G4G8G5G7G9控制電路G10G11G12三態門T1T2G13G14G15G16輸出緩沖電路10.3 單穩態觸發器 輸出脈沖寬度tW等于vC從VTH13下降到VTH9的放電時間與vC再從VTH9充電到VTH13的充電時間之和。為獲得較寬的輸出脈沖，一般將VTH13設計得較高而將VTH9設計得較低。在要求下降沿觸發時，應從A端輸入負脈沖，同時B端保持在低電平。

30、R 端為置零端，當加入低電平信號時，T1導通，T2截止，Cext通過T1迅速充電到VDD，使vO=0。ABOOOOttttvCvOVTH13VTH9tWtW單穩態觸發器的應用 單穩可用于整形、延時控制、定時順序控制等方面。例如：利用單穩可以取得延時作用，延長的時間通過 R、C調節。下面舉例說明。10.3 單穩態觸發器 FQ0Q2Q1Q3CLKRDDIRS0S1Q0Q2Q1Q3CLKRDDIRS0S1ABCDEGH74LS194A ( 1 )74LS194A ( 2 )R2C2AQ2R1C1AQ1B+5V移位輸入74LS123（1）74LS123（2）時鐘1BRDRDCLK10.3 單穩態觸發器

31、 t0t1t3Q2CLKABCDEFGHQ1t2波形圖移位寄存器右移串行輸入為1H的上升沿觸發Q1Q1的下降沿觸發Q2移位寄存器清零循環重新開始10.4 多諧振蕩器多諧振蕩器是一種自激振蕩器，接通電源后不需外加觸發信號，便能自動產生矩形脈沖。因矩形波中含有豐富的高次諧波分量，所以叫多諧振蕩器。為了產生自激振蕩，電路不能有穩定狀態。從反相器的電壓傳輸特性知，只要G1、G2工作在轉折區或線性區，則它們將工作在放大狀態，電壓放大倍數為：此時只要G1、G2的輸入有極微小的擾動，就會因正反饋而引起振蕩。10.4.1 對稱式多諧振蕩器00.51.01.51.02.03.0vI /VvO /VvOvIPTT

32、L反相器（7404）的電壓傳輸特性RF1RF2C1C2G1G2vI1vI2vO1vO210.4 多諧振蕩器為使反相器靜態時工作在放大狀態，必須設置適當的偏置電壓，其數值應介于高、低電平之間。這可通過接入反饋電阻RF來得到。TTL反相器靜態工作點的等效電路忽略門電路的輸出電阻，可得：vO與vI之間是線性關系，其斜率為：當vO=0時，與橫軸相交于：這條直線與電壓傳輸特性的交點P就是反相器的靜態工作點。對74系列的門電路，RF1的阻值應取在0.5k1.9k之間。VCCR1T1G1vIvORF1RF1RF2C1C2G1G2vI1vI2vO1vO210.4 多諧振蕩器工作過程：因某種原因（如電源波動或外

33、界干擾）使vI1有微小的正跳變，則引起如下正反饋過程：vO1迅速跳變為低電平，vO2為高電平，電路進入第一個暫穩態。同時電容C1開始充電，C2開始放電。 OtvO1OtvI1VTHVIKOtvI2VTHVIKOtvO2C1充電的等效電路C2放電、 vI1逐漸降低C1充電、 vI2逐漸升高VCCR1C1vI2VOH2RF2VOL1VE1RE1C1VOLvI210.4 多諧振蕩器C2放電的等效電路因C1經R1和RF2兩條支路充電，所以速度快、vI2先上升到G2的閾值電壓，引起正反饋：vO2迅速跳變為低電平，vO1為高電平，電路進入第二個暫穩態。OtvO1OtvI1VTHVIKOtvI2VTHVIK

34、OtvO2VOHRF1C2VOLvI1RF1vI1VOL1VOH2C2因電容電壓不能突變，所以vI1發生負跳變、 vI2發生正跳變。在vI1產生負跳變時，TTL門電路輸入端的反向鉗位二極管導通，將vI1鉗在負的VIK。之后電容C2開始充電、C1開始放電。OtvO1OtvI1VTHVIKOtvI2VTHVIKOtvO2由于電路的對稱性，其過程與C1充電C2放電的過程完全對應。當vI1上升到VTH時電路又返回第一個暫穩態（ vO1為低電平、vO2為高電平）。由此往復，在輸出端產生矩形脈沖。C2充電C1放電10.4 多諧振蕩器RF1RF2C1C2G1G2vI1vI2vO1vO210.4 多諧振蕩器當

35、RF1=RF2=RF，C1=C2=C時，則：若G1、G2為74LS系列反相器，取VOH=3.4V、VIK= -1V、VTH=1.1V，在RFR的情況下，可得T的近似估算式：第一個暫穩態的持續時間T1等于vI2從C1開始充電到上升至VTH的時間。由于電路的對稱性，總的振蕩周期等于T1的兩倍。vC1(0)=VIK， vC1()=VE1，轉換電壓為VTH，得：OtvO1OtvI1VTHVIKOtvI2VTHVIKOtvO2T1T10.4 多諧振蕩器例1：圖示對稱式多諧振蕩器中，已知RF1=RF2=1k，C1=C2=0.1F。G1和G2為74LS04中的兩個反相器，它們的VOH=3.4V，VIK= -

36、1V，VTH=1.1V，R1=20k。取VCC=5V。試計算電路的振蕩頻率。解：振蕩周期：振蕩頻率：RF1RF2C1C2G1G2vI1vI2vO1vO210.4 多諧振蕩器10.4.2 非對稱式多諧振蕩器對稱式多諧振蕩器可進一步簡化，得到非對稱式多諧振蕩器。下面以CMOS反相器組成的非對稱式多諧振蕩器為例，說明其工作原理。OvIvO PVDD由于CMOS門電路的輸入電流在正常的輸入高、低電平范圍內幾乎等于零，所以RF上沒有壓降，G1必工作在vO1= vI1的狀態。即vO1= vI1的直線與電壓傳輸特性的交點就是G1的靜態工作點。通常VTH=(1/2)VDD，靜態工作點P剛好在電壓傳輸特性轉折區

37、的中點，即vO1=vI1=(1/2)VDD的地方。因為vO1= vI2，所以G2 的靜態工作點也在電壓傳輸特性的中點。由于流過RF的靜態電流基本等于零，所以對RF 阻值的選擇沒有嚴格的限制。RFRPCG1G2vI1vI2vO1vO210.4 多諧振蕩器使vO1迅速跳變為低電平，vO2為高電平，電路進入第一個暫穩態。同時電容C開始放電。這種靜態是不穩定的。假定由于某種原因vI1有極微小的正跳變，將引起正反饋：OtvO1VTH+VDDOtvI1VTHVTHVDDOtvO2C放電的等效電路RON(N)和RON(P)分別是N溝道MOS管和P溝道MOS管的導通內阻。RFRPCG1G2vI1vI2vO1v

38、O2RON(N)RPRFG1RON(P)VDDG2CvI1RON(P)RF+ RON(N)VDDCvI110.4 多諧振蕩器使vO1迅速跳變為高電平，vO2為低電平，電路進入第二個暫穩態。隨著電容C放電，vI1逐漸下降，當vI1=VTH時，發生正反饋：因電容電壓不能突變，所以vI1發生負跳變，下跳至VTH VDD。之后電容C開始充電。C充電的等效電路OtvO1VTH+VDDOtvI1VTHVTHVDDOtvO2RFRPCG1G2vI1vI2vO1vO2RON(N)RPRFG1RON(P)VDDG2CvI1RF+ RON(P)RON(N)CvI1VDD10.4 多諧振蕩器 隨著C充電，vI1逐漸

39、升高，當vI1=VTH時，電路又重新回到第一個暫穩態（ vO1為低電平、vO2為高電平 ）。因電容電壓不能突變，所以當vO2上跳為高電平時，vI1突變、發生正跳變，上跳至VTH +VDD。之后電容C又開始放電。電容C不斷充電、放電如此往復，電路輸出矩形脈沖波。OtvO1VTH+VDDOtvI1VTHVTHVDDOtvO2RFRPCG1G2vI1vI2vO1vO210.4 多諧振蕩器 若RP足夠大，則vI1高于VDD+VDF或低于VDF時G1輸入電流可忽略不計。當RF遠大于RON(N)和RON(P)時，C的充電時間T1為：T1T2OtvO1VTH+VDDOtvI1VTHVTHVDDOtvO2RC

40、電路充、放電過程中電阻兩端的電壓從過渡過程開始到變為某一數值VTH所經過的時間為：電容C的放電時間T2就是vI1從VTH+VDD下降至VTH的時間。則電路的振蕩周期為：10.4 多諧振蕩器 例2：在右圖非對稱式多諧振蕩器電路中，已知G1、G2為CMOS反相器CC4007，輸出電阻小于200。若取VDD=10V，RP=30k，RF=4.3k，C=0.01F，試求電路的振蕩頻率。解：由于反相器的輸出電阻RON(N)、RON(P)遠小于RF，且RP較大，所以電路的振蕩周期為：振蕩頻率為：RFRPCG1G2vI1vI2vO1vO2 利用邏輯門電路的傳輸延遲時間，將奇數個反相器首尾相接，就可構成一個簡單

41、的環形振蕩器。10.4 多諧振蕩器 10.4.3 環形振蕩器 這種電路是沒有穩定狀態的。因為在靜態下任何一個反相器的輸入和輸出都不可能穩定在高電平或低電平，而只能處于高、低電平之間，所以處于放大狀態。101010 設由于某種原因vI1產生微小的正跳變，經G1的傳輸延遲時間tpd后vI2產生一幅度更大的負跳變，再經G2的傳輸延遲時間tpd后vI3得至更大的正跳變。又經G3的傳輸延遲時間tpd后在輸出端vO產生一幅度更大的負跳變。并反饋到G1輸入端。因此經過3tpd的時間后，vI1又回到低電平，如此反復產生自激振蕩。G1G2G3vOvI1vI2vI3則由n個反相器串聯組成的簡單環形振蕩器的振蕩周期

42、為：優點: 電路結構簡單, 所用元件少。缺點: 頻率太高,并且不可調整，不實用。10.4 多諧振蕩器 RC電路增加了G2的傳輸延遲時間tpd2，降低了振蕩頻率；而且通過改變R 和C可以很容易實現對振蕩頻率的調節。簡單環形振蕩器的工作波形圖OtvI1(vO)ttOOvI2vI3tpdtpdtpd可見，振蕩周期為：帶RC延遲電路的環形振蕩器vOG1G2G3RC(tpd2)10.4 多諧振蕩器 工作原理：當vI2發生負跳變時，經電容C使vI3首先跳變到一個負電平，然后C充電，這就加長了vI3從開始充電到上升為VTH的時間，即加大了vI2到vI3的傳輸延遲時間。VTH + (VOHVOL)OtvI3V

43、THVTH (VOH VOL)OtvI1(vO)OtvI2OtvO2實用的改進電路C的接地端改接到G1的輸出端上。vI1vI2vI3vOG1G2G3RCRSvO2vO1vO2，C充電,vI3上升。只要vI3VTH時，vO不翻轉。vI3=VTH時，vO、vO1、vO2翻轉。 vO1下跳，因電容電壓不能突變，所以vI3下跳至VTH (VOH VOL)。隨后C又充電VTH + (VOHVOL)OtvI3VTHVTH (VOH VOL)OtvI1(vO)OtvI2OtvO210.4 多諧振蕩器 充電放電vI1vI2vI3vOG1G2G3RCRSvO210.4 多諧振蕩器 由于門電路的傳輸延遲時間遠小于

44、RC電路的延遲時間，所以在計算振蕩周期時可以忽略不計。另外，為防止vI3負突跳時流過G3輸入端鉗位二極管的電流過大，串聯保護電阻RS。C充電時的等效電路電容C的充電時間T1為：其中：vI1vI2vI3vOG1G2G3RCRSVCCR1G3RSRCVOL1VOH2vI3VERECVOLvI310.4 多諧振蕩器 電容C的放電時間T2為：電路的振蕩周期近似為：C放電時的等效電路假定VOH=3V、VTH=1.4V，代入上式后得到：VCCR1G3RSRCVOH1VOL2vI3VOHRCVOLvI310.4 多諧振蕩器 10.4.4 用施密特觸發器構成的多諧振蕩器OtvIOtvOVT+VTT2T1工作過

45、程：當接通電源后，因電容上的初始電壓為0，故輸出為高電平，并經R向C充電。當充電到vI=VT+時，輸出跳變為低電平，C經R放電。當放電到vI=VT時，輸出跳變為高電平，C重新充電。如此往復若使用CMOS施密特觸發器，且 ，則振蕩周期為：vIvORC10.4 多諧振蕩器 因為電容C的充電和放電分別經過兩個電阻R1和R2，所以只要改變R1和R2的比值，就能改變占空比。如果使用TTL施密特觸發器構成多諧振蕩器，在計算振蕩周期時應考慮施密特觸發器輸入電路對電容充、放電的影響。故計算公式要復雜一些。解：由CC40106的電壓傳輸特性上查到VT+=6.3V，VT=2.7V。所以振蕩周期為：脈沖占空比可調的

46、多諧振蕩器例3：已知右圖所示電路中的施密特觸發器為CMOS電路CC40106，VDD=10V，R=10k，C=0.01F，試求該電路的振蕩周期。vIvOR1CR2vIvORC10.4 多諧振蕩器 10.4.5 石英晶體多諧振蕩器前面所講的幾種多諧振蕩器，其頻率穩定性不是很高。因為：這些振蕩器中門電路的轉換電平VTH就不夠穩定，易受電源電壓和溫度變化的影響；電路的工作方式易受干擾，使轉換時間提前或滯后；臨近轉換時電容的充、放電比較緩慢，此時轉換電平微小的變化或輕微的干擾會嚴重影響振蕩周期。在對頻率穩定性要求較高的場合，必須采取穩頻措施。目前普遍采用的穩頻方法是在多諧振蕩器電路中接入石英晶體，組成

47、石英晶體振蕩器。石英晶體的符號石英晶體的電抗頻率特性fOX電容性電容性電感性f010.4 多諧振蕩器 將石英晶體與對稱式多諧振蕩器中的耦合電容串聯，組成圖示的石英晶體多諧振蕩器。 由于頻率為f0時，石英晶體的阻抗最小，所以頻率為f0的信號最容易通過它。形成正反饋，而其他頻率被衰減。即振蕩器的工作頻率為f0。由此可見，石英晶體多諧振蕩器的振蕩頻率取決于石英晶體的固有諧振頻率f0，而與外接電阻、電容無關。石英晶體的諧振頻率由石英晶體的結晶方向和外形尺寸決定，具有極高的頻率穩定性。其頻率穩定度（ f0/ f0）可達 。 在非對稱式多諧振蕩器電路中，也可以接入石英晶體構成石英晶體多諧振蕩器，以達到穩定

48、頻率的目的。電路的振蕩頻率同樣也等于石英晶體的諧振頻率而與外接電阻、電容無關。RFRFCCG1G2vO10.4 多諧振蕩器 *10.4.6 壓控振蕩器壓控振蕩器（Voltage Controlled Oscilator，簡稱VCO）是一種頻率可控的振蕩器，它的振蕩頻率隨輸入控制電壓的變化而改變。大致分三類：施密特觸發器型、電容交叉充放電型和定時器型。一、施密特觸發器型壓控振蕩器ttvAvOOOTT1T2VT+VT用一個由輸入電壓vI控制的電流源對電容充、放電，使充、放電時間隨vI變化。實現了vI對頻率的控制。I0增大時，T1和T2減小，即振蕩頻率增加。如果充、放電的電流相等，則vA為對稱的三角

49、波。vIvOCvAvAVCCVOHVOLIOIO10.4 多諧振蕩器 根據上述原理設計成集成壓控振蕩器LM566 。圖中，T4、T5 和外接電阻Rext組成受vI 控制的電流源I0，T1、T2、T3和D1、D2組成電容充放電的轉換控制開關。LM566簡化的結構框圖vA1568743vIRextvE5T4T5I0vBD1D2T1iC1iC2CextT3T2G1G2G3G4vO1vO2vO2VCC工作過程：在基極電流遠小于集電極電流的情況下：接通電源時vA=0，G2的輸出vO2為低電平，使T3截止，I0經D2向電容Cext充電。vA線性升高。LM566簡化的結構框圖當vA升至VT+時，G1的輸出狀

50、態轉換，使vO2為高電平，T3導通，從而使vB下降，導致D2截止，Cext經T2放電。vA線性下降。當vA下降至VT時，G1的輸出變為高電平，vO2為低電平，T3截止，I0又向Cext充電如此反復，vO1輸出三角波，vO2輸出矩形波。10.4 多諧振蕩器 vA1568743vIRextvE5T4T5I0vBD1D2T1iC1iC2CextT3T2G1G2G3G4vO1vO2vO2VCC振蕩周期為：在LM566中VT =VCC/4，可得：即振蕩頻率f 和輸入控制電壓vI呈線性關系。設Cext的充電時間為T1，且知充電過程中vA的變化量為VT=VT+VT ，得：LM566簡化的結構框圖10.4 多

51、諧振蕩器 vA1568743vIRextvE5T4T5I0vBD1D2T1iC1iC2CextT3T2G1G2G3G4vO1vO2vO2VCC二、電容交叉充、放電型壓控振蕩器原理圖G1和G2用作電容充、放電的轉換控制開關，其輸出狀態由觸發器的狀態決定。工作過程：設接通電源后觸發器處于Q=0的狀態，則TP1和TN2導通， TN1和TP2截止，I0自左而右向電容Cext充電，vA逐漸升高。當vA升至G3的VTH時，Q=1， TP1和TN2截止， TN1和TP2導通， I0自右而左向電容Cext充電，vB 逐漸升高。當vB升至G4的VTH時，Q=0， Cext自左而右充電，如此往復，vO就輸出矩形脈

52、沖。10.4 多諧振蕩器 TN2QTN1VDDG4G3TP1G1QG2TP2I0vIvAvBCextvO當G1由TP1導通、TN1截止轉換為TP1截止、TN1導通時，因電容上的電壓不能突變，vB隨vA發生負突變。由于TN2的襯底和漏極間存在寄生二極管，vB只能下跳至VDF（VDF為寄生二極管的正向導通壓降）。同理vA亦只能下跳至VDF。充電過程電容上電壓的變化為：所以充電時間為：振蕩周期為：振蕩頻率為：即在Cext的值選定后，振蕩頻率 f 與I0成正比。tvAOtttOOOQQvBVTHVDFVTHVDF10.4 多諧振蕩器 集成鎖相環CC4046中的壓控振蕩器就是按上述原理設計的。I0由受輸

53、入電壓vI控制的鏡像電流源產生，T2和T3的參數相同，所以：在vGS1、vGS2變化很小時，I0與vI近似呈線性關系，故振蕩頻率也近似與vI呈線性關系。當vI =0時T1截止，由Rext2提供一個固定的偏流 I0，使振蕩器能維持一個初始的自由振蕩頻率。在不接Rext2的情況下，vI=0時I00，電路停止振蕩。INH輸入端稱為禁止端，當INH=1時T4截止，I0=0，電路停止工作。正常工作時必須使INH為0。CC4046中壓控振蕩器的電流源電路10.4 多諧振蕩器 T1T4vIINHVDDT3T2Rext2Rext1I0ID2禁止端 由于vI變化時vGS1不可能一點不改變，所以I0與vI之間的線

54、性關系是近似的，非線性誤差較大。 Rext1的取值通常在10K 1M之間。當vI 在0VDD之間變化時，輸出脈沖的頻率范圍可達01.5MHz。當VDD=5V時，在vI=2.5V0.3V的范圍內非線性誤差小于0.3；而當VDD=10V時，在vI=5V2.5V的范圍內非線性誤差小于0.7。CC4046用作壓控振蕩器時的接法10.4 多諧振蕩器 VCOIVCOO4046INHVSSR1VDDCCVDDCextvIvO9166745811Rext1三、定時器型壓控振蕩器LM331的電路結構框圖10.4 多諧振蕩器 CL + +SRVREF1.9V A+鏡像電流源SI1I0Q=0Q=1RLvCTCTvC

55、LvIRTR567T3QQT1T28423vORUVCC1VCCRS定時電路電流源 及開關 控制電路C1C22R接通電源時CL、CT上無電壓，若vI 0，則比較器C1輸出為1，C2輸出為0，使Q=1，T2導通、vO=0。同時開關S 接到引腳1一邊，I0向CL充電。而Q =0，使T3截止，所以CT也同時開始充電。10.4 多諧振蕩器 CL + +SRVREF1.9V A+鏡像電流源SI1I0Q=0Q=1RLvCTCTvCLvIRTR567T3QQT1T28423vORUVCC1VCCRS定時電路電流源 及開關 控制電路C1C22R當vCT上升到2VCC/3時，則Q=0，T2截止、vO=1。同時開

56、關S接地，CL向RL放電。而Q =1，使T3導通，CT 通過T3迅速放電至vCT 0，并使比較器C2 輸出為。10.4 多諧振蕩器 CL + +SRVREF1.9V A+鏡像電流源SI1I0Q=0Q=1RLvCTCTvCLvIRTR567T3QQT1T28423vORUVCC1VCCRS定時電路電流源 及開關 控制電路C1C22R當CL放電到vCLvI 時，C1輸出為1，Q=1，于是vO又跳變為低電平，CL和CT又開始充電，重復上述過程。如此反復，在vO端得到矩形輸出脈沖。10.4 多諧振蕩器 CL + +SRVREF1.9V A+鏡像電流源SI1I0Q=0Q=1RLvCTCTvCLvIRTR

57、567T3QQT1T28423vORUVCC1VCCRS定時電路電流源 及開關 控制電路C1C22R 當CL、RL的數值足夠大時，vCLvI。且在每個振蕩周期中CL的充電電荷與放電電荷必須相等（假定vI 的數值沒變）。 CL的充電時間T1等于Q=1的持續時間，即電容CT上的電壓從0充電到2VCC/3的時間，故得：CL在充電期間獲得的電荷為：若振蕩周期為T，則放電時間T2=TT1。又知CL的放電電流為IRL=vI/RL，所以放電期間CL釋放的電荷為：根據Q1=Q2，得：即電路的振蕩周期為：10.4 多諧振蕩器 10.4 多諧振蕩器 電路的振蕩頻率為： 可見f 與vI 成正比關系。將它們之間的比例

58、系數稱為電壓/ 頻率變換系數（或V/F變換系數）KV ，即：例4：在上述電路中，已知RT =10k， CT=0.01F，RL= 47k，RS=10k，VCC=15V，VCC=5V。試計算當輸入控制電壓在05V范圍內變化時輸出脈沖頻率的變化范圍。解：所以vI在05V范圍變化時輸出脈沖頻率的變化范圍為05.1kHz。555定時器是將模擬電路和數字電路集成于一體的電子器件。它使用方便,帶負載能力較強, 目前得到了非常廣泛的應用。555定時器的組成：由三個等值電阻組成的分壓器；電壓比較器C1和C2；RS鎖存器；反相器、晶體管TD。10.5 555定時器及其應用10.5.1 555定時器的電路結構與功能

59、555定時器的外引線排列圖目前555定時器的產品型號很多，但所有雙極型產品型號最后3位數碼都是555，所有CMOS產品型號最后4位數碼都是7555。且它們的功能和外部引腳的排列完全相同。為提高集成度，又生產有雙定時器產品556（雙極型）和7556（ CMOS型）。12345678555VCCDISC(TH)VCOGND(TR)vORD電源放電閾值電控壓制地觸發輸出復位vI1vI2三個電阻構成的分壓器給兩個比較器提供基準電壓：C1的為2VCC/3，C2的為VCC/3。控制電壓輸入端VCO懸空時：VCO外接固定電壓時，則：G1和G2組成RS鎖存器；G4為緩沖器，提高電路的帶負載能力。CB555的電

60、路結構圖RD是置零輸入端，低電平有效。該端為低電平時立即置vO為0，而不受其它輸入端狀態的影響。10.5 555定時器及其應用 + +5k5k5kVR2VR117265834vC1vC2G2G1QQG3G4TDVCCRDVCOvI1(TH)vI2(TR)vOD(DISC)vOC1C2工作原理CB555的電路結構圖比較器的輸出結果0101閾值端vI1(TH)vC1vC2觸發端vI2( TR )110010.5 555定時器及其應用 + +5k5k5kVR2VR117265834vC1vC2G2G1QQG3G4TDVCCRDVCOvI1(TH)vI2(TR)vOD(DISC)vOC1C2鎖存器的輸