1、 1.1 模擬信號與數(shù)字信號1 模擬信號 : 從時間上以及幅值上都連續(xù)(不間斷變化的信號稱為模擬信號 (a (b圖 1-1模擬與數(shù)字信號注 : 模擬信號強調(diào)在時間上的連續(xù)性。 模擬信號強調(diào)在幅值上的連續(xù)性。 計量和描述方式,一般采用十進制數(shù)2數(shù)字信號:在時間上和幅值上都是離散(不連續(xù)的信號稱為數(shù)字信號數(shù)字信號不同,它是那些像電報中用的莫爾斯碼那樣的 長短不同 的碼信號,或者像計算機中的 脈沖信號 以及 電源通 /斷 的兩個狀態(tài) 都屬于數(shù)字信號。它在時間上和幅值上都是離散(不連續(xù)的,100208202120211010101001232=+=+=B注 : 數(shù)字信號的特點: 在時間上和幅值上都不連

2、續(xù)。 數(shù)字信號的描述方式:由于它只有兩個狀態(tài),所以可以用二值函數(shù)來表示, 一般采用二進制數(shù)量來表示 二進制數(shù)與數(shù)字信號是兩個概念:前者只是對后者的一種描述, 在數(shù)字信號中強調(diào)的是狀態(tài) 正邏輯表示:用“ 1”表示有脈沖或電源接通,而用“ 0”表示無脈沖或電源斷開。 二進制的運算法則:逢二進一。 二進制與十進制的關系: 上式中 n 為二進制數(shù)的 bit 數(shù) , 左邊為十進 制數(shù) D , 而右邊是其所對應的二進制數(shù)的 各位與各自權重之積的和。如: 列出四位(bit 二進制數(shù)與十進制數(shù)的關系表。 1.2 為什么要數(shù)字化動態(tài)范圍大:若采用 16bit 量化方法,音頻信號的幅度可分為 65536個量化級,

3、動態(tài)范圍達 96dB 。 信息易處理:可以通過計算機對音、視頻信號進行各種特技及非線性編輯。 媒體易保存:使用時間長,采用數(shù)字化的光盤,重放時不存在機械磨損,使用壽命長。成本低:數(shù)字化信息便于大規(guī)模集成電路的存儲和處理,可降低成本。 抗干擾能力強:數(shù)字信號只要求脈沖的有無,而不依賴i n i i b D 210-=信號的幅值大小,對硬件一致性和穩(wěn)定性要求下降了許多,從而提高了可靠性。1.3 數(shù)字化方法 ( 三步曲 1 模擬信號的數(shù)字化 :將模擬信號轉變成數(shù)字信號的處理過程稱為模擬信號的數(shù)字 2模擬信號的數(shù)字化方法:采樣:以適當?shù)臅r間間隔觀測模擬信號波形幅值的過程叫采樣。量化:將采樣時刻的信號幅

4、值歸整(四舍五入到與其最接近的整數(shù)標度叫做量化。編碼:將量化后的整數(shù) , 用一個二進制數(shù)碼序列來表示叫做編碼。圖 1-2 采樣、量化、編碼的示意圖1.4 采樣定理及音頻采樣頻率標準1 采樣周期 :兩次采樣的時間間隔大小叫做采樣周期 ,用 T s 表示2 采樣頻率 :單位時間內(nèi)的采樣次數(shù) . 用 fs 表示 .并有 : ss T f 13 采樣頻率的選擇 :與采樣精度和采樣后的數(shù)據(jù)量大小有關。在單位時間內(nèi)采樣的次數(shù)越多 , 則對信號的描述越細膩 , 越接近真實信號 . 即采樣頻率 f s 應盡量高。但是,一味地提高采樣頻率,勢必增大數(shù)據(jù)量,給數(shù)據(jù)處理帶來了麻煩,增加了技術實現(xiàn)上的困難。與被測信號

5、的變化速度有關。在過短的時間里反復測量體溫或是河流水位的變化 是完全沒有必要的。這就是說,采樣頻率的選擇必須考慮被采樣信號變化的快慢程度 ,fs 是一個相對值。4采樣定理:采樣頻率 f s 必須高于被采樣信號所含最高頻率的 2倍。(又稱為亨利.奈奎斯特(H arry Nyquist采樣定理該定理指出:當對連續(xù)變化的信號波形進行采樣時,若采樣頻率 f s 高于該信號所含最高頻率的 2倍,那么可以由采樣值通過插補 技術正確地恢復原信號的波形,否則將會引起頻譜混疊(Aliasing 產(chǎn)生混疊噪聲(Aliasing Noise , 而重疊的部分是不能恢復。這一定理不僅適用于模擬音頻信號,也同樣適用于模

6、擬視頻信號的采樣。5被采樣后的信號可恢復的原因:設有一音頻信號 f (t 圖 (a 是對其在 時域 與 頻域 中 的描述(可以給出點一頻率信號的頻譜分布, 不同頻率的正弦波可以合成為一個非正弦波, 反之一個非正弦波也可以分解為許多單一頻率的正弦波。 這就是傅利葉變換的基本內(nèi)容。=a 0+A1sin (t+1+A2sin (2t+2 +。 。 。 。 。 。 。其中 a 0為直流分量, A1為基波幅值, =2fs 為基波角頻率, 1為 設有一采樣信號 如圖 (b 其 =+=10sin ( (k k K t k A a t f 頻譜為一個頻率為 nfs 的波列采樣后的波形與頻譜 ,見圖(c 信號可

7、恢復的原因 :原信號的頻譜完好保留,可以通過插補技 術將原信號恢復。如 fs 低于信號中最高頻率的兩倍 , 將出現(xiàn)頻譜混疊 ,原信號的 頻譜與下邊帶無法分開,破壞了原信號的頻譜,原信號將無法 恢復。6音頻信號的采樣頻率標準:音頻信號頻率上限為 20KHz ,故采樣信號頻率 fs應大于 40KHz 以上, 考慮到 LPF 在 20KHz 處大約衰減 10%, 為全頻帶高質量的還 原,可以用 22KHz 的 2倍頻率作為音頻信號的采樣頻率,但又為 了能與電視信號同步, PAL 制場頻為 50Hz , NTSC 制場頻為 60Hz , 所以取二者的整倍數(shù), 則選用了 44.1KHz 作為 CD 聲音

8、的采樣標準。 標準:選用了 44.1KHz 作為 CD 聲音的采樣標準 1.5 量 化1量化過程:對非整數(shù)的采樣值整數(shù)化(四舍五入 , 即采用四舍五入的方法將樣值歸到某一最接近的 整數(shù),這一過程被稱為量化2量化級:對滿幅度信號所取的量化份數(shù)為量化級。 份數(shù)越多對信號描述的就越細,然而表示信號的 bit 數(shù)也就越多。3量化級差 :量化分度的最小單位稱為量化級差,用表示, 它是二進制最低有效位 LSB 所代表的物理量,圖 1-5示出了用 3bit 即 8級量化前后的輸入和輸出信號波形。完成量化過程的電路被稱為量化器(Quantizer 。圖 1-54量化誤差(量化噪聲 :由四舍五入所引起的輸入信

9、號樣值與量化后輸出值的差,叫做量化誤差,也稱為 量化噪聲 (N。由于量化值是在對應量化級內(nèi)四舍五入得到的, 所以量化誤差應不大于 N /2 由于量化噪聲是 隨樣值的不同而變化 的,所以可設 - /2 N /2,取其 方均值 為:1231122232222N N N=-dn其 平均值 (方均根值為:12N =-這就是說:量化噪聲 總是 量化級差的 1/ 12 ,這個重要結論 是由 W 、 R 、貝內(nèi)特給出的。5信噪比:信號與噪聲的量值比 S / N (對數(shù)形式 ,是一個衡量系統(tǒng)性能的物理量 音頻信號的信噪比:因為音頻信號總是 雙極性 的,所以 峰值電壓 V p =2n-1, 式中 n 為量化級數(shù)

10、的 bit 數(shù),因此 音頻信號的信噪比為 :式中 m 為由信號統(tǒng)計性質決定的常數(shù)。 如果用 16bit 量化 且信號 為正弦波時(m=3.01則有(dB NS09. 9877. 11602. 6=+= 視頻信號的信噪比:由于視頻信號是單極性的,所以 V p =2n ,則視頻信號的信噪比為若取 8bit 量化,則 S / N=58(dB 6音頻信號的量化位數(shù):我們可以通過提高量化級數(shù)即增加 bit 數(shù)來減小量化級差, 從而降低 量化噪聲, 以減少信號的損失。 但是 bit 數(shù)過多, 將會使數(shù)字化后的數(shù)據(jù)過 大, 這將會給系統(tǒng)帶來一定的困難, 考慮到技術的復雜性和商品成本等多方面原因, CD 和

11、VCD 中的音頻采用 16 bit量化器,即為 216=65536級 ,理論 上的動態(tài)范圍可達 96dB ,而信噪比約 90dB 。因此音頻信號的量化位數(shù)為 :CD 和 VCD 中的音頻采用 16 bit量化器(dB m n m N S n -+=-=-78. 402. 62lg 201音(dB n N S n 79. 1002. 62lg 20+=視7音頻碼率碼率 :為單位時間內(nèi)傳輸?shù)臄?shù)據(jù) bit 數(shù)當采樣頻率為 44.1KHz 時, 16 bit量化對立體聲音響信號(雙聲道 進行數(shù)字化處理,每秒鐘要傳送的碼率達 :R=44.1×103×16×2=1.41 Mb

12、it/s 8均勻量化:無論信號大小,都采用同樣的量化級差 的 方法。9非均勻量化:對微小信號采用細量化(小 ,對 大幅度信號,采用粗量化(大 的方法1.6 編碼:編碼就是把已經(jīng)量化后的采樣值用二進制數(shù) 碼表示出來1.7 A/D轉換器1 模擬信號數(shù)字化的具體實現(xiàn) :由采樣保持電路與模擬 /數(shù)字(A/D轉換器來 完成 。在實際應用中“三部曲”是由采樣 保 持 電 路 和 A/D轉換 器實現(xiàn)的。2采樣保持電路構成 :由輸入緩沖放大器、模擬開關構成及保持電 容構成。作用 :對輸入的模擬信號采集樣本值各部分的作用:輸入緩沖放大器起阻抗匹配及驅動作用模擬開關是個采樣開關,接通時送出輸入信號在接通時刻的 電

13、平值,保持電容用以保持采樣電平值輸出緩沖放大器負責信號輸出。采樣保持過程模擬開關在采樣脈沖的作用下對輸入信號采樣, t1t3為采樣時間(S 一般不宜過長,模擬開關 斷開時刻 開始為保持一直到下一次接通為止(H 采樣保持后的波形:階梯信號。而不是脈沖信號3 A/D轉換器:量化、編碼電路又稱為 A/D轉換器 A/D種類 :并聯(lián)比較型、 反饋比較型、 逐次漸近型 (前三種為直接變換 、 V-T 變換型、 V-F 變換型 。并聯(lián)比較型 A/D轉換器以 3bit 并聯(lián)比較型 A/D轉換器為例說明其電路結構和 工作原理。a 電路結構組成 :它由 電壓比較器 、 寄存器 和 代碼轉換器 (也 稱為譯碼器三部

14、分電路組成。 輸入信號的參考電壓:VREF應大于、等于輸入模擬信號 Vi 的最大值, 輸出 :為三位二進制數(shù)碼 d 2 、 d 1、 d 0b 工作原理: C 1C 7為 電壓比較器 , 量化電平的劃分 : 輸入信號的電壓比較 : 當 Vi <1/2時,所有比較器的輸出全為低電平。 時鐘 CP 脈沖到來后, 寄存器中所有的觸發(fā)器都被置“ 0” 狀態(tài) 。 當 1/2 Vi <3/2時,則只有 C1輸出為高電平, CP 上升沿到來后 FF1被置“ 1” , 其余觸發(fā)器被置“ 0” 。 依此類推,使可列出 Vi 為不同電壓時寄存器的狀態(tài),如 表 1-3所示(Q1Q7部分。編碼c 電路特點

15、: 轉換速度快 , 目前, 輸出為 8位的并聯(lián)比較型 A/D轉換器轉換時間可以達到 50ns 以下這是其它類 型 A/D轉換器都無法做到的。 可不加取樣保持電路 , 因為比較器和寄存器也兼 有取樣 -保持功能d 電路缺點:比特數(shù)越多電路越復雜 1.8 D/A 轉換： 將數(shù)字信息模擬化的過程稱為數(shù)/模（D/A）轉換。 在多媒體應用中音頻信號的數(shù)字化是為了高質量的存貯與處理信 息，然而，最終的目的還是為了高保真的還原與重放。如果用數(shù)字化后的 數(shù)字脈沖去驅動揚聲器，將沒有人會聽得懂。所以在重放之前，還需將數(shù) 字信息模擬化，而這一過程又稱為數(shù)/模（D/A）轉換。 1） D/A 轉換器的種類： 權電阻網(wǎng)

16、絡型 D/A 轉換器、 倒梯形電阻網(wǎng)絡型 D/A 轉換器、 權電流型 D/A 轉換器、 開關樹型 D/A 轉換器及 權電容網(wǎng)絡型 D/A 轉換器。 2） D/A 轉換的位數(shù)的選擇： A/D 轉換的量化級數(shù)是可以選擇的， 在多媒體音頻中 CD 級的 量化級數(shù)為 16bit，而 D/A 轉換的比特數(shù)應必須與 A/D 一致，才 能保證正確重放。 3） D/A 轉換的時間要求: 當采樣頻率一定時，A/D 和 D/A 的轉換時間必須要小于采樣 周期 T，對音頻信號的采樣頻率為 44.1KHz (Ts =23 S時，一 般要求 D/A 轉換的變換時間不大于 10 S 4） 權電阻網(wǎng)絡型 D/A 轉換器：

17、下圖是最簡單的 4bit 權電阻網(wǎng)絡 D/A 轉換器， 電路組成： 權電阻網(wǎng)絡 4 個模擬開關 一個反相求和放 大器 工作原理： S3,S2,S1,S0 4 個電子 開關， 它們分別受 輸入代碼 d3、d2、d1、 d0 的控制， di=1 時，開關接到參考電壓 VREF 上，即: 11 Ui= VREF REF 等于輸出模擬信號的最大值） （V ， di=0 時，開關接地，即 Ui=0 因此可表示為: Ui= VREF×di 理想的求和運算放大器的輸出電壓公式為： uo = -( RF R0 u0 + RF R1 u1 + RF R2 u2 + RF R3 u3 在此電路中,由于

18、di 的取值決定了 ui 的存在,所以上 式可改為: uo = -( = - RF 2 R 3 3 V REF d 0 + 0 RF 2 R 1 2 V REF d 1 + 2 RF 2 R 3 1 V REF d 2 + RF 2 R 0 V REF d 3 R F V REF 2 R (2 d 0 + 2 d1 + 2 d 2 + 2 d 3 設 RF=R/2 且取 VREF 為負值,則有: R - R F V REF 2 R 3 = 2 V REF 3 = V REF 2 4 = D 2 R 所以上式為: uo = D (2 d 3 + 2 d 2 + 2 d1 + 2 d 0 3 2 1 0 由上式可以看出： D/A 轉換器的輸出電壓 u