1、第6章 開關電源設計 第6章 開關電源設計 6.1 小功率開關電源 6.2 大功率開關電源 6.3 逆變電源 6.4 便攜式開關電源 6.5 多輸出高精度直流電源 6.6 通訊系統電源 第6章 開關電源設計 6.1 小功率開關電源小功率開關電源6.1.1 50W電源設計電源設計本節以小型電源的設計為例，闡明電源設計本節以小型電源的設計為例，闡明電源設計的方法。的方法。1電源設計目的電源設計目的典型小功率電源輸入、輸出參數如下：典型小功率電源輸入、輸出參數如下：輸入電壓：輸入電壓：AC 220V；輸入電壓變動范圍：輸入電壓變動范圍：190240V；輸入頻率：輸入頻率：50Hz；輸出電壓：輸出電壓

2、：12V；輸出電流：輸出電流：2.5A。第6章 開關電源設計 控制電路方式為它激式，采用UC3842為PWM控制電路。電源開關頻率的選擇決議了變換器的特性，開關頻率越高，變壓器、電感器的體積越小，電路的動態呼應也越好。但隨著頻率的提高，諸如開關損耗、門極驅動損耗、輸出整流管的損耗等會越來越突出，而且頻率越高，對磁性資料的選擇和參數設計的要求會越苛刻。另外，高頻下線路的寄生參數對線路的影響程度難以預料，整個電路的穩定性、運轉特性以及系統的調試會比較困難。在本電源中，選定任務頻率為85kHz。第6章 開關電源設計 2電路構造的選擇電路構造的選擇小功率開關電源可以采用單端反激式或者單端正激式小功率開

3、關電源可以采用單端反激式或者單端正激式電路，電源構造簡單，任務可靠，本錢低。與單端反激式電路，電源構造簡單，任務可靠，本錢低。與單端反激式電路相比，單端正激式電路開關電流小，輸出紋波小，更電路相比，單端正激式電路開關電流小，輸出紋波小，更容易順應高頻化。用電流型容易順應高頻化。用電流型PWM控制芯片控制芯片UC3842構成的構成的單端正激式開關穩壓電源的主電路如圖單端正激式開關穩壓電源的主電路如圖6-1所示。所示。第6章 開關電源設計 圖6-1 UC3842構成的單端正激式開關穩壓電源主電路 第6章 開關電源設計 單端正激式開關穩壓電源加有磁通復位電路，以釋放勵磁電路的能量。在圖6-1中，開關

4、管VT導通時VD1導通，次級繞組N2向負載供電，VD4截止，反響電繞組N3的電流為零；VT關斷時VD1截止，VD4導通，N3經電容C1濾波后向UC3842的7腳供電，同時初級繞組N1上產生的感應電動勢使VD3導通并加在RC吸收回路。由于變壓器中的磁場能量不像普通的RCD磁通復位電路耗費在電阻上，而是經過N3泄放，因此可到達減少發熱、提高效率的目的。第6章 開關電源設計 3變壓器和輸出電感的設計變壓器和輸出電感的設計根據根據UC3842運用方式，選用定時電阻運用方式，選用定時電阻RT=18k，定，定時電容時電容CT=3300pF。確定開關頻率。確定開關頻率f=30kHz，周期，周期T=33.3s

5、。選電源占空比。選電源占空比D=0.5，得，得ton=TD=16.65s (6-1)選擇磁芯截面積選擇磁芯截面積S=1.13cm2，磁路有效長度，磁路有效長度l=6.4cm，=2000(MXO資料資料)，那么電感系數為，那么電感系數為 (6-2) H44. 4104 . 06lSL變壓器初級繞組匝數N1為(6-3) SBtUNmaxoni1第6章 開關電源設計 初級繞組電感為87211NLLmH 次級繞組匝數為DUUUUNNLiVD1o12)(6-4) 式中：UVD1為整流二極管VD1的壓降，UL為輸出電感L的壓降。取UVD1+UL=0.7V，代入式(6-4)，得N2=28匝。由式(6-2)，

6、次級繞組電感為48.3222NLLmH (6-5) 第6章 開關電源設計 設開關管斷開時，N1兩端感應電動勢e=300V；反響繞組向UC3842的7腳提供任務電壓，設電容C1上的電壓UC=16V，由N3=(UC/e)N1，得N37.5，取8匝。變壓器次級電流為矩形波，其有效值為(6-6) A 77.1707.05 .2o2DII導線電流密度取4A/mm2，所需繞組導線截面積為1.77/4 0.44mm2。同樣可選擇初級繞組導線，初級電流有效值為(6-7) 21o10.35ANIIDN第6章 開關電源設計 導線截面積為 0.35/4=0.0875 mm2，選用截面積為 0.1 mm2的導線。取輸

7、出電感的電流變化量 IL=0.2Io=0.5 A，則輸出電感為 onoVD12tIUUULL (6-8) 式中，U2為次級繞組電壓。計算得： 4 .25VD1o2DUUUULV (6-9) 取 UVD1=0.5 V，Uo=12 V，代入式(6-8)得 L=429.57 H。 根據輸出電感上的電流 IL=Io，繞組導線截面積約為 2.5/4=0.65 mm2，選擇截面積為 0.75 mm2的導線。 第6章 開關電源設計 4開關管、整流二極管和續流二極管的選擇 由于開關管斷開時初級繞組 N1兩端的感應電動勢限制為 eL 300 V，交流輸入電壓經全波整流、電容濾波后，直流輸入電壓的最大值 為 33

8、92240maxiUV (6-10) 整流二極管所承受的最高反向電壓為 6012DNNeU V (6-11) 續流二極管所承受的最高反向電壓為 6812maxiFNNUU V (6-12) 整流二極管和續流二極管的最大電流為 75. 21 . 1oVD2VD1III A (6-13) 第6章 開關電源設計 5反響電路的設計反響電路的設計電流反響電路采用電流互感器，經過檢測開關管上的電流反響電路采用電流互感器，經過檢測開關管上的電流作為采樣電流，原理如圖電流作為采樣電流，原理如圖6-2所示。電流互感器的輸出所示。電流互感器的輸出分為電流瞬時值反響和電流平均值反響兩路，分為電流瞬時值反響和電流平均

9、值反響兩路，R2上的電壓上的電壓反映電流瞬時值。開關管上的電流變化會使反映電流瞬時值。開關管上的電流變化會使UR2變化，變化，UR2接入接入UC3842的維護輸入端的維護輸入端3腳，當腳，當UR2=1V時，時，UC3842芯芯片的輸出脈沖將關斷。經過調理片的輸出脈沖將關斷。經過調理R1、R2的分壓比可改動開的分壓比可改動開關管的限流值，實現電流瞬時值的逐周期比較，屬于限流關管的限流值，實現電流瞬時值的逐周期比較，屬于限流式維護。輸出脈沖關斷，實現對電流平均值的維護，屬于式維護。輸出脈沖關斷，實現對電流平均值的維護，屬于截流式維護。兩種過流維護互為補充，使電源更為平安可截流式維護。兩種過流維護互

10、為補充，使電源更為平安可靠。采用電流互感器采樣，使控制電路與主電路隔離，同靠。采用電流互感器采樣，使控制電路與主電路隔離，同時與電阻采樣相比降低了功耗，有利于提高整個電源的效時與電阻采樣相比降低了功耗，有利于提高整個電源的效率。率。第6章 開關電源設計 電壓反響電路如圖6-3所示。輸出電壓經過集成穩壓器TL431和光電耦合器反響到UC3842的1腳，調理R1、R2的分壓比可設定和調理輸出電壓，到達較高的穩壓精度。假設輸出電壓Uo升高，集成穩壓器TL431的陰極到陽極的電流增大，使光電耦合器輸出的三極管電流增大，即UC3842的1腳對地的分流變大，UC3842的輸出脈寬相應變窄，輸出電壓Uo減小

11、。同樣，假設輸出電壓Uo減小，可經過反響調理使之升高。第6章 開關電源設計 圖6-2 電流反響電路 第6章 開關電源設計 圖6-3 電壓反響電路 第6章 開關電源設計 6維護電路的設計維護電路的設計圖圖6-4所示為變壓器過熱維護電路，所示為變壓器過熱維護電路，NTC為測變壓器溫為測變壓器溫度的一個負溫度系數的熱敏電阻。由度的一個負溫度系數的熱敏電阻。由NTC、R2、運放、運放A1構構成滯環比較器。在正常任務時，變壓器溫度正常，成滯環比較器。在正常任務時，變壓器溫度正常，NTC的的阻值較大，運放兩輸入端電壓阻值較大，運放兩輸入端電壓U+U-，運放的輸出電壓較高，使三極管VT飽和導通，將電源內部的

12、假負載R7自動接入。當電源接入負載RL時，R8上的壓降使U+U，運放的輸出電壓為零，VT截止，將R7斷開。第6章 開關電源設計 圖6-5 輸出過電壓維護電路 第6章 開關電源設計 圖6-6 空載維護電路 第6章 開關電源設計 7調試調試在輸入電壓為在輸入電壓為220V的條件下，輸入功率是個脈沖序列，的條件下，輸入功率是個脈沖序列，周期為周期為10ms，即每半個工頻周期電源輸入端經過整流橋為，即每半個工頻周期電源輸入端經過整流橋為輸入平滑濾波電容充一次電。在各種不同的負載情況下，輸入平滑濾波電容充一次電。在各種不同的負載情況下，當輸入電壓從當輸入電壓從90V變化到變化到250V時，相應的輸出電壓

13、的測試時，相應的輸出電壓的測試結果如表結果如表6-1所示。所示。第6章 開關電源設計 表 6-1 不同負載下的輸出電壓 輸出電壓/V 輸入電壓/V 空載 半載(10) 滿載(5) 90 12.456 12.360 12.242 110 12.459 12.368 12.247 220 12.467 12.375 12.265 250 12.471 12.381 12.262 第6章 開關電源設計 實測各種負載狀況下的效率如表6-2 所示。 表 6-2 不同負載下的效率 負 載 空 載 半 載(10 ) 滿 載(5 ) 輸入功率/W 3.00 20.03 36.02 輸出功率/W 0 15.29

14、 30.04 效率 0 76.34% 83.40% 第6章 開關電源設計 6.1.2 120W/24V電源設計電源設計1設計要求設計要求以圖以圖6-7所示的所示的120W、24V開關穩壓電源原理圖來闡開關穩壓電源原理圖來闡明其設計步驟。設計目的為：明其設計步驟。設計目的為：輸入電壓：輸入電壓：AC 185265V，50Hz；輸出電壓：輸出電壓：DC 24V；輸出電流：輸出電流：5.0A；電壓調整率：電壓調整率：1%。第6章 開關電源設計 圖6-7 120W、24V開關穩壓電源原理圖 第6章 開關電源設計 2器件選擇器件選擇選擇選擇TOP系列的系列的TOP248Y作為開關器件。由于作為開關器件。

15、由于TOP248Y任務在輸出功率的上限，電流設定在最大值，即任務在輸出功率的上限，電流設定在最大值，即將將TOP248Y的的X端直接與源極相連。過壓值設定在端直接與源極相連。過壓值設定在DC 450V，假設輸入電壓超越此值，那么，假設輸入電壓超越此值，那么TOP248Y將自行關斷，將自行關斷，直到輸入電壓恢復正常值時直到輸入電壓恢復正常值時TOP248Y自行恢復啟動。頻率自行恢復啟動。頻率選擇端選擇端F也與源極直接相連，此時開關任務頻率設定在也與源極直接相連，此時開關任務頻率設定在130kHz。第6章 開關電源設計 3脈沖變壓器的設計脈沖變壓器的設計脈沖變壓器的初級電感脈沖變壓器的初級電感L中

16、的電流與電壓的關系為中的電流與電壓的關系為0LUIL(6-14) 式中：U0為初級電感兩端的電壓；為開關脈沖寬度。脈沖變壓器的初級電感值在3003000H之間，輸出功率大時應取下限，反之那么取上限。變壓器初級電感值不能太小，否那么會呵斥TOP248Y中的功率MOSFET的漏極電流太大，使開關損耗添加，同時易呵斥過流維護動作，使電源難以啟動。同樣，初級電感值也不能太大，否那么不能滿足輸出功率的要求。第6章 開關電源設計 4電源次級電路的設計 次級電路設計主要是選擇整流管和濾波電容。 整流管的選擇應根據輸出電流和電壓進行，其最大值為 10522oRLC IIA (6-15) URLC nUimax

17、 (6-16) minomax iDUUn (6-17) 式中：Uo為輸出電壓；Io為輸出電流；Ui max為最大直流輸入電壓；Dmin為開關的最小占空比；n 為脈沖變壓器的變比。 第6章 開關電源設計 將 Ui max=375 V，Uo=24 V，Dmin=0.25 代入式(6-17)，得到脈沖變壓器的變比為 n 4。此時脈沖變壓器的初級勵磁電流為 51.25 A4LI (6-18) 此值遠小于 TOP248Y 的漏極電流 7.2 A。 電源次級整流管在輸出電壓較低的情況下采用肖特基二極管，以減小二極管的損耗。當輸出電壓較高時，則需要采用快恢復二極管。當開關頻率較高時，應采用超快恢復二極管作

18、整流管，以減小其反向電流對初級的影響。濾波電容 C7的容量應滿足輸出電壓紋波的要求， L1及 C9應能有效地濾除開關過程所產生的高頻噪聲干擾。 第6章 開關電源設計 5反響電路的設計反響電路的設計圖圖6-7所示電路的反響電路采用光電耦合器和可調式三所示電路的反響電路采用光電耦合器和可調式三端穩壓器端穩壓器VZD2以及以及RP6、R10、R11組成的輸出電壓調整電組成的輸出電壓調整電路，路，R5為光電耦合器的限流電阻。在啟動瞬間，檢測的電為光電耦合器的限流電阻。在啟動瞬間，檢測的電流經過光電耦合器改動流經過光電耦合器改動IC1控制端的電流，實現預調整，以控制端的電流，實現預調整，以確保電源在低電

19、網電壓和滿載啟動時到達規定的調整值。確保電源在低電網電壓和滿載啟動時到達規定的調整值。C3和和C4、R4組成環路補償電路。組成環路補償電路。第6章 開關電源設計 6.2 大功率開關電源大功率開關電源6.2.1 技術目的技術目的交流輸入電壓：三相，交流輸入電壓：三相，380(120%)V，50Hz；輸出直流電壓：輸出直流電壓：0300V；輸出直流電流：輸出直流電流：020A；穩壓穩流精度：穩壓穩流精度：0.01%；效率：效率：95%；運轉方式：運轉方式：100%延續。延續。第6章 開關電源設計 6.2.2 功率變換部分功率變換部分電路的功率變換部分是采用電路的功率變換部分是采用IGBT模塊組成半

20、橋式電路，模塊組成半橋式電路，如圖如圖6-8所示。此部分是開關電源的中心，其性能的好壞直所示。此部分是開關電源的中心，其性能的好壞直接影響整個電源的性能與可靠性。接影響整個電源的性能與可靠性。第6章 開關電源設計 圖6-8 功率變換部分電路圖 第6章 開關電源設計 1主電路主電路經過經過VD1VD6組成的三相全波整流后，得到約組成的三相全波整流后，得到約560V直流電壓，再經輸入濾波電容直流電壓，再經輸入濾波電容C2、C3分壓，它們各接受約分壓，它們各接受約280V電壓。當電壓。當VT1的門極電壓的門極電壓U1到達一定電平值時，到達一定電平值時，VT1導通，電容器導通，電容器C2經過經過VT1

21、的漏極和源極、變壓器的漏極和源極、變壓器T的初級繞的初級繞組放電，給次級傳送能量。當組放電，給次級傳送能量。當VT1截止時，截止時，VT2的門極電壓的門極電壓U2也到達一定的電平值，使也到達一定的電平值，使VT2由截止轉為導通，電容器由截止轉為導通，電容器C3經經T的初級繞組及的初級繞組及VT2的漏極和源極放電，給次級傳送能的漏極和源極放電，給次級傳送能量。為了防止因量。為了防止因VT1與與VT2同時導通呵斥直通缺點而損壞，同時導通呵斥直通缺點而損壞，必需求保證必需求保證VT1和和VT2的門極驅動電壓有一個共同截止的時的門極驅動電壓有一個共同截止的時間，稱為控制脈沖的間，稱為控制脈沖的“死區時

22、間，要求死區時間，要求“死區時間必需死區時間必需大于大于VT1和和VT2的最長導通飽和延遲時間。的最長導通飽和延遲時間。第6章 開關電源設計 2RC緩沖電路緩沖電路如圖如圖6-8所示，以所示，以VT1為例，當為例，當VT1截止時，電容器截止時，電容器C4經過經過R4充電；當充電；當VT1導通時，電容器導通時，電容器C4經經R4放電。雖然放電。雖然RC緩沖電路耗費了一定量的功率，但卻減輕了開關管關斷緩沖電路耗費了一定量的功率，但卻減輕了開關管關斷瞬間的電壓應力。瞬間的電壓應力。RC電路必需保證以下兩點：一是在開關管截止期間，電路必需保證以下兩點：一是在開關管截止期間，必需能使電容器充電到接近正偏

23、壓必需能使電容器充電到接近正偏壓UGS；二是在開關管導；二是在開關管導通期間，必需使電容器上的電荷經過電阻全部放掉。通期間，必需使電容器上的電荷經過電阻全部放掉。第6章 開關電源設計 3門極抗干擾鉗位維護電路門極抗干擾鉗位維護電路如圖如圖6-9所示，并聯在所示，并聯在IGBT的門極與發射極之間的穩壓的門極與發射極之間的穩壓管極性相反，串聯在一同運用的目的是把門極正向電壓限管極性相反，串聯在一同運用的目的是把門極正向電壓限制在制在20V以內，將負偏壓限制在以內，將負偏壓限制在15V以內。把加在門極的以內。把加在門極的電壓鉗位到預定電平，可有效地消除干擾在驅動電路中產電壓鉗位到預定電平，可有效地消

24、除干擾在驅動電路中產生的尖峰電壓信號對生的尖峰電壓信號對IGBT的潛在危害。的潛在危害。第6章 開關電源設計 圖6-9 M57962L型IGBT驅動器的原理圖和接線圖 第6章 開關電源設計 4驅動電路驅動電路IGBT的驅動采用公用的混合集成驅動器，內部應具有的驅動采用公用的混合集成驅動器，內部應具有退飽和檢測與維護環節，當發生過電流時能快速呼應但慢退飽和檢測與維護環節，當發生過電流時能快速呼應但慢速關斷速關斷IGBT，并向外部電路發出缺點信號。本例采用，并向外部電路發出缺點信號。本例采用M57962L芯片，輸出的正驅動電壓均為芯片，輸出的正驅動電壓均為+15V左右，負驅動左右，負驅動電壓為電壓

25、為10V。圖。圖6-9為為M57962L型型IGBT驅動器的原理圖和驅動器的原理圖和接線圖。接線圖。IGBT的門極驅動電路親密地關系到其靜態和動態特性。的門極驅動電路親密地關系到其靜態和動態特性。門極電路的正偏壓門極電路的正偏壓UGS、負偏壓、負偏壓UGS和門極電阻和門極電阻RC的大的大小，對小，對IGBT的通態電壓、開關時間、開關損耗、接受短路的通態電壓、開關時間、開關損耗、接受短路才干以及才干以及du/dt參數均有不同程度的影響。參數均有不同程度的影響。第6章 開關電源設計 在IGBT的門極與源極之間，應加11k的泄放電阻。思索正偏電壓UGS的影響，當UGS添加時，開通時間縮短，因此開通損

26、耗減小。UGS的添加對減小通態電壓和開通損耗有利，但是UGS不能隨意添加，由于當添加到一定程度后，對IGBT的負載短路才干以及du/dt有不利影響，該電路采用UGS=15V。負偏電壓是很重要的門極驅動條件，它直接影響IGBT的可靠運轉。過高的du/dt產生較大的位移電流，使門極和源極之間的電壓上升，并超越IGBT的門極閾值電壓,產生一個較大的漏極脈沖浪涌電流，過大的漏極浪涌電流會使IGBT發生不可控的擎柱景象。為了防止IGBT發生這種誤觸發，可在門極加反向偏置電壓，該電路中UGS=12V。第6章 開關電源設計 6.3 逆逆 變變 電電 源源6.3.1 系統設計系統設計1主電路設計主電路設計逆變

27、電源系統框圖如圖逆變電源系統框圖如圖6-10所示。主電所示。主電路首先需將路首先需將24V直流輸入電壓變換為直流輸入電壓變換為96V、可調理的直流母線電壓。設計選用性能優良可調理的直流母線電壓。設計選用性能優良的的DC/DC模塊，以縮短設計周期，提高產品模塊，以縮短設計周期，提高產品可靠性。可靠性。第6章 開關電源設計 圖6-10 逆變電源系統框圖 第6章 開關電源設計 采用VICOR系列模塊進展逆變電源的設計，其中的DC/DC模塊采用了零電流/零電壓(ZCS/ZVS)技術，同時可以利用其I/O隔離的特性實現系統的隔離。本節設計中運用兩只24V變48V、輸出功率為150W的DC/DC模塊A和模

28、塊B，輸入為A、B并聯，輸出為A、B串聯，以獲得96V的直流母線電壓。在不思索電源的損耗時，電源的最大輸出功率為300W。第6章 開關電源設計 電源在正常任務時輸出電壓為36V，假設直流利用率為0.7，調制度為最大值1，那么所需直流電壓為36/0.751.4V。輸出電壓為68V時，假設直流利用率仍為0.7，調制度為最大值1，那么所需直流電壓為68/0.797V。這是空載時所需的直流電壓，當帶重載時，由于線路阻抗和系統輸出阻抗的存在，所需的直流母線電壓更高，所以必需采取措施提高直流利用率。計算SPWM數據時，可適當地過調制，并在電路中加大濾波電容器的容量，以到達提高和穩定直流母線電壓的目的。逆變

29、橋運用功率MOSFET構成三相逆變全橋，濾波網絡中的電容采用三角形銜接方式，以加強濾波作用。第6章 開關電源設計 2維護與控制電源維護與控制電源電源在有異常情況出現時，有兩種切斷輸出方法：一電源在有異常情況出現時，有兩種切斷輸出方法：一是封鎖控制數據，選擇是封鎖控制數據，選擇ROM數據全為零的空頁，此法方便、數據全為零的空頁，此法方便、快速；二是斷開直流母線電壓，此法有利于負載的平安。快速；二是斷開直流母線電壓，此法有利于負載的平安。這里選擇后者。這里選擇后者。V系列模塊的系列模塊的GATE-IN端是其功率提升同步端是其功率提升同步端，也是該模塊的使能端，拉低該端電壓即可封鎖模塊。端，也是該模

30、塊的使能端，拉低該端電壓即可封鎖模塊。GATE-IN端電位為基準電位，所檢測的過流、過壓信號均端電位為基準電位，所檢測的過流、過壓信號均需以光電耦合與之隔離。需以光電耦合與之隔離。第6章 開關電源設計 6.3.2 PWM控制控制1SPWM根本原理根本原理逆變過程需求控制開關管的動作方式，使得輸出波形為正弦波。本逆變過程需求控制開關管的動作方式，使得輸出波形為正弦波。本設計利用設計利用SPWM采樣方法對開關管進展控制。在采樣方法對開關管進展控制。在ROM中的中的PWM數據是數據是離線計算，靈敏性大。獲得離線計算，靈敏性大。獲得SPWM方法是經過利用規那么采樣法計算方法是經過利用規那么采樣法計算數

31、據，準確地得到開關器件的導通、關斷時間，其原理誤差與存儲數據數據，準確地得到開關器件的導通、關斷時間，其原理誤差與存儲數據時取整帶來的誤差相比可以忽略。計算程序的入口參數主要有時取整帶來的誤差相比可以忽略。計算程序的入口參數主要有3個，即個，即載波頻率載波頻率fc、調制頻率、調制頻率fM和調制度和調制度M，其中調制度代表預期的輸出幅值。，其中調制度代表預期的輸出幅值。輸出電壓切換前后的幅值相差很大，不能運用同一個調制度，所以在輸出電壓切換前后的幅值相差很大，不能運用同一個調制度，所以在ROM中存儲兩組數據中存儲兩組數據(每組每組2KB)，經過控制高位地址線實現電壓切換。，經過控制高位地址線實現

32、電壓切換。在啟動階段輸出在啟動階段輸出68V電壓時，需適當過調制，此時電壓時，需適當過調制，此時SPWM就近似為梯形就近似為梯形波比較調制，使直流利用率提高；而正常任務輸出波比較調制，使直流利用率提高；而正常任務輸出36V電壓時，調制度電壓時，調制度較低，諧波含量將很少。較低，諧波含量將很少。第6章 開關電源設計 按SPWM根本原理，自然采樣法中要求解復雜的超越方程，難以在實時控制中在線計算，工程運用不多。而規那么采樣法是一種工程適用方法，效果接近自然采樣法，計算量小得多。規那么采樣法原理見圖6-11所示，三角波兩個正峰值之間為一個采樣周期Tc。自然采樣法中，脈沖中點與三角波一周期中點不重合。

33、規那么采樣法使兩者重合，每個脈沖中點為相應三角波中點，計算大為簡化。三角波負峰時辰tD對信號波采樣得D點，過D作程度線和三角波交于A、B點，在A點時辰tA和B點時辰tB控制器件的通斷，脈沖寬度和用自然采樣法得到的脈沖寬度非常接近。第6章 開關電源設計 圖6-11 規那么采樣法 第6章 開關電源設計 2規則采樣法計算 規則采樣法計算公式推導過程如下。正弦調制信號波公式中，a稱為調制度，0 a ，T為交流電的周為交流電的周期。此時輸出電壓為期。此時輸出電壓為T253Ud1.2U (6-25)第6章 開關電源設計 2掉電維護電路的設計與參數計算掉電維護電路的設計與參數計算為了在瞬間掉電時不喪失信息，

34、要求電源具有掉電維為了在瞬間掉電時不喪失信息，要求電源具有掉電維護功能，如要求電源正常供電時提供一低電平，而在掉電護功能，如要求電源正常供電時提供一低電平，而在掉電瞬間電壓由瞬間電壓由+5V下降到下降到4.6V這一期間提供并維持一高電平。這一期間提供并維持一高電平。掉電維護電路如圖掉電維護電路如圖6-16所示。該電路為所示。該電路為DC/DC變換模變換模塊，其中二極管塊，其中二極管VD1的作用是防止輸入電源的正、負極插的作用是防止輸入電源的正、負極插錯以及阻止錯以及阻止C1向輸入側放電。向輸入側放電。OC1選用選用4N27光電耦合器，光電耦合器，用以隔離輸入、輸出地線。用以隔離輸入、輸出地線。

35、第6章 開關電源設計 圖6-16 掉電維護電路 第6章 開關電源設計 R1的計算需根據輸入電壓和使三極管飽和導通(UCE 0.3 V)的低電平及流過二極管的最小電流 I1確定。 取電流 I1=15 mA，則有 2 . 310153 . 04831Rk (6-26) 按供電電壓 48 V 計算損耗功率為 W7 . 0015. 0)7 . 048(mIUP (6-27) 選 RJ1W-3.2 k。 R2由 +5 V 電壓和流經三極管的電流 I2確定。 取 I2=5mA，則有 1)100005. 0() 3 . 05(2R k (6-28) 025. 0005. 052RPW (6-29) 選 RJ

36、-0.025W-1k。 第6章 開關電源設計 3模塊輸出電壓調理模塊輸出電壓調理微波發生器電源的微波發生器電源的DC/DC變換模塊為了運用方便，設變換模塊為了運用方便，設置了輸出電壓調理端。當輸出電流較大、傳輸線路較長時，置了輸出電壓調理端。當輸出電流較大、傳輸線路較長時，為彌補線路上的壓降，需求將輸出電壓調高。組件的為彌補線路上的壓降，需求將輸出電壓調高。組件的+5V電源設置有調壓電阻電源設置有調壓電阻R3，調理原理如圖，調理原理如圖6-17所示。調理過所示。調理過程就是改動基準電壓，電阻程就是改動基準電壓，電阻R3基準電壓調高后，輸出電壓基準電壓調高后，輸出電壓將同比例提高。將同比例提高。

37、第6章 開關電源設計 圖6-17 輸出電壓調整電路 第6章 開關電源設計 4維護電路維護電路VIC系列模塊的系列模塊的VI-200系列設有過流、過壓和過熱維護系列設有過流、過壓和過熱維護電路，設置的過壓維護電路采用圖電路，設置的過壓維護電路采用圖6-18所示電路。所示電路。圖6-18 過壓維護電路 第6章 開關電源設計 5電磁兼容性設計電磁兼容性設計電源的電磁兼容性電源的電磁兼容性(EMC)設計主要包括以下內容：設計主要包括以下內容：(1) 在輸入端加在輸入端加EMI濾波器，以抑制傳導干擾。濾波器，以抑制傳導干擾。(2) 采器具有采器具有EMI功能的功能的VIC前端模塊。前端模塊。(3) 在輸

38、入線之間加電容和在輸入、輸出端子與基板間在輸入線之間加電容和在輸入、輸出端子與基板間加電容，分別抑制差模干擾和共模干擾。加電容，分別抑制差模干擾和共模干擾。(4) 良好的屏蔽是減少電磁輻射的有效措施，加寬、縮良好的屏蔽是減少電磁輻射的有效措施，加寬、縮短大電流的功率線。短大電流的功率線。微波發生器電源系統框圖如圖微波發生器電源系統框圖如圖6-19所示。所示。第6章 開關電源設計 圖6-19 微波發生器電源系統框圖 第6章 開關電源設計 6.4.3 機載小型電源的設計機載小型電源的設計1機載儀表電源的小型化設計實例機載儀表電源的小型化設計實例機載儀表電源為一臺機載儀表電源為一臺DC/DC變換電源

39、，它可將單一變換電源，它可將單一48V直流直流變換為多種直流，以供儀器所需。設計該電源時可采用模塊電源變換為多種直流，以供儀器所需。設計該電源時可采用模塊電源組合實現。組合實現。機載儀表對電源的技術要求如下：機載儀表對電源的技術要求如下：輸入電壓：輸入電壓：48V；輸出電壓：輸出電壓：+5V，15V，24V，60V；輸出電流：輸出電流：5A，2A，1A，0.5A；穩壓精度：穩壓精度：1%，1%，1.5%，2%；紋波噪聲峰紋波噪聲峰-峰值：峰值：50mV，80mV，100mV；任務溫度：任務溫度：55+60。第6章 開關電源設計 2電源部件的設計方案電源部件的設計方案由于該電源部件輸出電壓種類多

40、，給定的外形尺寸小由于該電源部件輸出電壓種類多，給定的外形尺寸小,且輸入電壓且輸入電壓變化范圍大變化范圍大,任務溫度范圍寬任務溫度范圍寬,所以必需選用小型、高可靠性的電源模塊。所以必需選用小型、高可靠性的電源模塊。(1) 5V(5A)電源選用電源選用GAA電源模塊。該模塊輸出為電源模塊。該模塊輸出為5V(5A)，任務，任務溫度為溫度為55+100，采用金屬殼封裝，其性能滿足設計要求。，采用金屬殼封裝，其性能滿足設計要求。(2) 15V(2A)電源選用電源選用VIC電源模塊。該模塊的輸出為電源模塊。該模塊的輸出為15V(3A), 任務溫度為任務溫度為-55+100，采用金屬殼封裝，其性能滿足設計

41、要求。，采用金屬殼封裝，其性能滿足設計要求。(3) 24V(1A)電源選用兩塊電源選用兩塊VIC電源模塊。該模塊的輸出為電源模塊。該模塊的輸出為24V(2A)，任務溫度為，任務溫度為55+100，其性能滿足設計要求。，其性能滿足設計要求。(4) 60V(0.5A)電源選用電源選用VIC電源模塊。該模塊輸出為電源模塊。該模塊輸出為30V(1A)，將兩塊串聯可得將兩塊串聯可得60V電壓，任務溫度均為電壓，任務溫度均為55+100，其性能滿足設，其性能滿足設計要求。計要求。第6章 開關電源設計 3電源電路的構造電源電路的構造圖圖6-20所示為機載儀表電源構造圖。所示為機載儀表電源構造圖。圖6-20

42、機載儀表電源構造圖 第6章 開關電源設計 6.4.4 機載三相交流電源的設計機載三相交流電源的設計機載交流穩壓電源的主要功能是為特種電子系統中的機載交流穩壓電源的主要功能是為特種電子系統中的傳感器提供交流激磁信號，要求性能穩定、體積小、分量傳感器提供交流激磁信號，要求性能穩定、體積小、分量輕、效率高、可靠性好。近幾年來關于交流穩壓電源研討輕、效率高、可靠性好。近幾年來關于交流穩壓電源研討的主要內容之一是線性諧振型技術及其改良，以及開關型的主要內容之一是線性諧振型技術及其改良，以及開關型交流穩壓電源。線性諧振型經過交流穩壓電源。線性諧振型經過LC諧振參量的改動使交流諧振參量的改動使交流輸出電壓得

43、到調整，以延續可調式獲得優越的穩壓性能。輸出電壓得到調整，以延續可調式獲得優越的穩壓性能。該電源主電路中不含電力半導體器件，線路簡單，可靠性該電源主電路中不含電力半導體器件，線路簡單，可靠性高。但是由于線性諧振型電源存在輸入電壓范圍不夠寬、高。但是由于線性諧振型電源存在輸入電壓范圍不夠寬、源端空載無功電流調和波電流較大以及容易發生振蕩等缺源端空載無功電流調和波電流較大以及容易發生振蕩等缺陷，因此其開展和運用遭到了限制，特別是在大功率場所陷，因此其開展和運用遭到了限制，特別是在大功率場所的運用比較少。的運用比較少。第6章 開關電源設計 開關型交流穩壓電源采用了先進的高頻開關電源技術，具有效率高、

44、呼應速度快等優點。它先將交流電整流成脈動的直流電，再經過高頻脈寬調制技術，將脈動的直流電逆變成交流電，再經過相位跟蹤與轉換電路獲得與輸入側同頻同相的補償電壓，加在輸入與輸出之間，使輸出電壓穩定。這項技術成為當今交流穩壓電源技術開展的方向。第6章 開關電源設計 1電路根本原理電路根本原理機載交流穩壓電源是一種機載交流穩壓電源是一種AC/AC變換器，其關鍵部分變換器，其關鍵部分是單相是單相48V、400Hz AC/AC變換穩壓電路。設計該電源采變換穩壓電路。設計該電源采用的是高頻用的是高頻PWM斬波器調感法構成的新型交流穩壓電源電斬波器調感法構成的新型交流穩壓電源電路，具有產生諧波小、抗各類電磁干

45、擾才干強、穩壓精度路，具有產生諧波小、抗各類電磁干擾才干強、穩壓精度高、動態呼應快等諸多優點，其電路原理如圖高、動態呼應快等諸多優點，其電路原理如圖6-21所示。所示。第6章 開關電源設計 圖6-21 高頻PWM斬波器式穩壓電源電路 第6章 開關電源設計 在圖 6-21 中，由 L1、VD1VD4、C3、VT 等構成高頻 PWM 斬波電路。為減小 MOS 場效應管 VT 的開關損耗，加入了由電阻、電容和二極管等元器件組成的開通關斷緩沖電路 RCD。圖 6-21 中的電感L1和高頻 PWM 斬波支路可用等效電感 LX表示，LX是功率場效應管VT 導通占空比的函數，經推導可得： DLLX1 (6-

46、30) 式中，D 為 VT 的導通占空比。 同理，圖 6-21 中 LX、C2并聯電路的阻抗 Z 也是 D 的函數，即 )1 ( j22XXLCLZ (6-31) 式中， 為輸入電壓 Ui的角頻率。 第6章 開關電源設計 當輸入電壓降低或負載加重引起輸出電壓降低時，D增大，L2、C2支路呈感性，支路電流在線性電感繞組N2上的壓降與Ui同相，耦合到N3繞組上的電壓UN3與Ui串聯相加后補償了輸入電壓的缺乏。當輸入電壓升高或負載減輕引起輸出電壓升高時，D減小，LX、C2支路呈容性，支路電流在線性電感繞組N2上的壓降與Ui反相，耦合到N3繞組上的電壓UN與Ui串聯相減后抵消了過剩的輸入電壓。由以上分

47、析可知，經過對輸出電壓進展采樣閉環反響，控制導通占空比D的大小，自動改動N3繞組上電壓的大小和相位，可實現輸出電壓的穩定。第6章 開關電源設計 2電路參數選擇電路參數選擇將將L1和高頻和高頻PWM斬波器支路等效為一電感斬波器支路等效為一電感LX后，那后，那么圖么圖6-21所示電路可以為是一線性電路，將其中的耦合電感所示電路可以為是一線性電路，將其中的耦合電感L2、L3進展去耦等效，并忽略進展去耦等效，并忽略L4、C1濾波支路后，對等效濾波支路后，對等效電路運用基爾霍夫定律列回路方程，可解得電路運用基爾霍夫定律列回路方程，可解得)( j)2( j)(223202i0oMMMMLMLLMLLMLL

48、RLLURU(6-32) 式中：XXMLCLL221第6章 開關電源設計 由于U與Uo同相，故忽略兩者的相位差，可得i232222202220o)()(ULLLLRLMLRUMMM(6-33) 根據式(6-33)所提供的輸入和輸出電壓之間的函數關系式，即可根據系統需求確定L1、L2、L3，從而設計出滿足性能要求的主電路。在實踐的電路參數選擇中，為加快設計速度，提高設計質量，采用根據工程估算并結合仿真軟件進展優化設計的方法。第6章 開關電源設計 根據以下原那么估算L1、L2、L3等的參數：(1) 由L2、L3、C2等構成正弦能量分配網絡，其自然諧振頻率應設在輸入源頻率的1.52倍之間，以保證源頻

49、率變化對網絡的影響較小。在本設計中，由于電源頻率為400Hz，故網絡諧振頻率應取為520800Hz。(2) N3/N2是決議輸入電壓范圍的主要參數。N3/N2過小時，輸入電壓的范圍不夠寬；N3/N2過大時，那么導致系統的瞬態呼應特性變壞，負載順應才干下降。實踐的N3/N2取0.40.7，可獲得良好的瞬態呼應性能和負載特性等。第6章 開關電源設計 (3) 電路中由于諧波失真等目的的限制，L1不能過小。在實踐的開關控制中，由于采用的是高頻PWM方式，輸出的高次諧波只需用小容量的電容器C3即可消除。當電源頻率為400Hz時，PWM開關頻率取80kHz。主電路選L1=20mH，C3=110pF，可濾掉

50、高頻斬波器中的高次諧波。(4) 主電路的N4和C1支路具有濾波和減少電流波形失真的功能。電容C1的取值不可過大，假設C1的值過分增大時，電路的調理極性將逆轉，不再具有穩壓功能。第6章 開關電源設計 3電路計算機仿真電路計算機仿真根據上述原那么估算得出一組參數值后，在輸出為根據上述原那么估算得出一組參數值后，在輸出為AC 48V、400Hz、50VA的條件下，運用的條件下，運用ISSPICE4模擬及數字模擬及數字混合電路仿真軟件對主電路進展仿真。仿真電路如圖混合電路仿真軟件對主電路進展仿真。仿真電路如圖6-22所所示。示。在仿真電路中，分別用電壓源在仿真電路中，分別用電壓源E1和和E2等效輸入源

51、和等效輸入源和PWM高頻脈沖源，輸出負載用一純電阻等效。在輸入分別高頻脈沖源，輸出負載用一純電阻等效。在輸入分別為為AC 55V/400Hz和和AC 40V/400Hz的條件下，電路輸入和的條件下，電路輸入和輸出的仿真波形如圖輸出的仿真波形如圖6-23所示。所示。第6章 開關電源設計 圖6-22 主電路的仿真電路 第6章 開關電源設計 圖6-23 仿真輸入與輸出電壓波形 第6章 開關電源設計 6.5 多輸出高精度直流電源多輸出高精度直流電源設計多輸出高精度直流電源時，要求每路輸出設計多輸出高精度直流電源時，要求每路輸出回路具有高精度穩壓和隔離，可采用多個雙輸出變回路具有高精度穩壓和隔離，可采用

52、多個雙輸出變換器來實現。每個雙輸出變換器都有單獨的控制和換器來實現。每個雙輸出變換器都有單獨的控制和維護環節，從構造上可視為一個獨立的電源，但它維護環節，從構造上可視為一個獨立的電源，但它們間的任務是經過同步電路和時序電路來協調的，們間的任務是經過同步電路和時序電路來協調的，用這種方法構成的電源實踐上是一個電源系統。與用這種方法構成的電源實踐上是一個電源系統。與單個集中電源相比，其控制更加復雜，但性能更加單個集中電源相比，其控制更加復雜，但性能更加優越。優越。本節設計一個本節設計一個5路輸出的電源，每路輸出的電路輸出的電源，每路輸出的電壓、電流如表壓、電流如表6-3所示。該電源采用所示。該電源

53、采用3個變換器實現個變換器實現各路輸出的精細穩壓：用變換器各路輸出的精細穩壓：用變換器實現輸出實現輸出1，為，為單輸出電源；用變換器單輸出電源；用變換器實現輸出實現輸出2、輸出、輸出3和輸出和輸出4，為三輸出電源；用變換器，為三輸出電源；用變換器實現輸出實現輸出5和兩個和兩個+12V輔助電源，為三輸出電源。其中變換器輔助電源，為三輸出電源。其中變換器和和變換器變換器為有源鉗位正激電路，變換器為有源鉗位正激電路，變換器為反激為反激電路，次級的整流二極管均采用肖特基二極管。電路，次級的整流二極管均采用肖特基二極管。第6章 開關電源設計 表 6-4 輸 出 電 壓 變換器 輸出電壓 Uo 輸出 1

54、輸出 2 輸出 3 輸出 4 輸出 5 輸入 2436 V 5.0 V，15 A 9.0 V，5.0 A 12.0 V，3.5 A 15.0 V，2.5 A -9 V，1.0 A 第6章 開關電源設計 6.5.1 系統的構造與原理系統的構造與原理圖圖6-24是多輸出高精度直流電源系統的構造圖，由是多輸出高精度直流電源系統的構造圖，由3個變換個變換器、輸入濾波器、同步電路和檢測維護電路四大部分組成。每個器、輸入濾波器、同步電路和檢測維護電路四大部分組成。每個變換器都構成一個單獨的可任務電源，用以提供相應的輸出。變換器都構成一個單獨的可任務電源，用以提供相應的輸出。圖圖6-24所示系統的任務原理如

55、下：在接通輸入后，先由三極所示系統的任務原理如下：在接通輸入后，先由三極管和穩壓管等構成的一線性穩壓器啟動變換器管和穩壓管等構成的一線性穩壓器啟動變換器的的PWM控制電控制電路，產生具有最大占空比輸出的信號去驅動變換器路，產生具有最大占空比輸出的信號去驅動變換器的主開關，的主開關，從而使其觸發一個從而使其觸發一個D觸發器，產生兩列反相的方波，經微分后分觸發器，產生兩列反相的方波，經微分后分別作為變換器別作為變換器和變換器和變換器的同步控制信號。這樣使得變換器的同步控制信號。這樣使得變換器和變換器和變換器的任務頻率一樣，相位相差的任務頻率一樣，相位相差180。此電路的構造還可。此電路的構造還可減

56、小輸入電流紋波。變換器減小輸入電流紋波。變換器和變換器和變換器的任務頻率是的任務頻率是100kHz，變換器變換器的任務頻率是的任務頻率是200kHz。第6章 開關電源設計 圖6-24 多輸出高精度直流電源系統的構造圖 第6章 開關電源設計 為了保證系統的可靠任務，系統設計有兩套檢測維護電路(其輸出信號分別為SD-DRV、SD-PWM)。其中檢測維護電路用以防止輸入過壓或欠壓，以及輸出Uo5的過壓。一旦這些缺點發生后，便產生一個SD-DRV信號去封鎖變換器和變換器的驅動電路，同時也封鎖變換器的PWM控制器，結果是整個系統關機，從而維護系統的各個部分。另一檢測維護電路那么用來維護變換器和變換器的輸

57、出過壓和過流，假設某個變換器產生過壓或過流，那么經由脈沖構成和放大部分組成的維護電路產生SD-PWM信號封鎖變換器和變換器的PWM控制器，從而中止兩個變換器的任務。第6章 開關電源設計 輸入EMI濾波器的設計既要滿足EMI的要求，又要滿足輸入浪涌電流以及系統穩定性的要求。由于接入EMI后，經常會由于它的輸出阻抗和后置變換器的輸入阻抗的匹配問題而引起振蕩，為消除振蕩，經常要加大電容，從而會引起浪涌電流的添加，因此它的設計也需折衷思索。第6章 開關電源設計 6.5.2 控制單元原理控制單元原理電源系統有電源系統有3個功率級，其中兩個采用有源鉗位正激變個功率級，其中兩個采用有源鉗位正激變換器，用以實

58、現主要的輸出，第三個那么采用反激電路，換器，用以實現主要的輸出，第三個那么采用反激電路，以實現輔助電源和第以實現輔助電源和第5個輸出。電源系統各部分控制電路的個輸出。電源系統各部分控制電路的原理如下。原理如下。1變換器變換器和變換器和變換器的的PWM控制電路控制電路變換器變換器和變換器和變換器的的PWM控制電路包括電壓和電流控制電路包括電壓和電流檢測電路、誤差放大電路、斜坡補償電路、檢測電路、誤差放大電路、斜坡補償電路、PWM發生器、發生器、同步控制器和驅動器等。其中將驅動器放在變換器的初級，同步控制器和驅動器等。其中將驅動器放在變換器的初級，如圖如圖6-25所示。將其他控制單元放在變換器的次

59、級，而在它所示。將其他控制單元放在變換器的次級，而在它們之間采用一個脈沖變壓器加以隔離，如圖們之間采用一個脈沖變壓器加以隔離，如圖6-26所示。所示。第6章 開關電源設計 圖6-25 初級控制電路 第6章 開關電源設計 圖6-26 次級控制電路 第6章 開關電源設計 兩個UC1822A是集成PWM控制器，經由同步電路CD4013B、雙D觸發器產生的兩列尖脈沖加至每一UC1822A的6腳，使兩控制器產生同頻且反相的控制信號，每個控制器都將檢測的開關電流加上斜坡信號，由PWM輸出信號端9腳產生，加至各自芯片的電流端7腳。電壓信號UC1經取樣電阻分壓和誤差放大器補償后產生一輸出信號加至3腳，此信號與

60、7腳信號比較后產生輸出占空比信號PWMV3、PWMV4，再由脈沖變壓器隔離和初級驅動器UC1707產生兩路互補驅動脈沖，驅動變換器的主管和鉗位管。適宜的參數設計，尤其是電壓補償器和斜坡補償的選擇，將使系統穩定、可靠地任務。第6章 開關電源設計 2反激變換器的控制電路反激變換器的控制電路系統的變換器系統的變換器產生兩個輔助電源產生兩個輔助電源UCCP、UCCS和和一個主輸出，兩個輔助電源分別作為初級控制電路和次級一個主輸出，兩個輔助電源分別作為初級控制電路和次級控制電路的供電電源。其控制電路的供電電源。其PWM控制同樣采用控制同樣采用UC1822A，原，原理與變換器理與變換器和變換器和變換器的的