1、電子科技大學學士學位論文論文題目：基于UMTS基站天線的功分器饋電電路設計學生姓名： 蔣高橋 學 號： 2702003011 學 院： 電子工程學院 指導教師： 班永靈 副教授 指導單位： 電子工程學院電磁學研究所 摘 要隨著移動通信技術的迅猛發展，我國第三代移動通信系統已全面商用。作為移動通信系統中的關鍵部件，基站天線性能的優劣，對整個通信系統的總體性能有著決定性的作用。微帶貼片天線由于其體積小、重量輕、易于加工等特性，在微蜂窩基站天線領域已得到廣泛應用。而微帶貼片天線在實際應用中往往是由多個貼片單元組成天線陣列來使用。由微帶功分器組成的饋電網絡由于其重量輕、易于和天線集成，便于饋電網絡的布

2、局，越來越受到青睞。然而由于微帶線具有一定的輻射損耗，對于微帶線組成的饋電網絡，其不同的饋電方式可能對天線的方向圖產生不同的影響。因此研究饋電網絡的布局，從而減少對天線的干擾，對提升天線的性能有重要意義。本文首先對功分器的基本理論及性能指標進行介紹。然后闡述了二路及多路功分器的設計方法及仿真結果。最后結合課題的需要，基于UMTS基站天線平臺，設計饋電網絡，采用仿真軟件Ansoft HFSS對天線陣進行仿真優化，分析不同饋電網絡對天線性能的影響，以達到設計要求，具有一定的實用價值。關鍵詞：功分器，基站天線，饋電網絡，UMTS，方向圖IIABSTRACTABSTRACTWith the rapid

3、 development of mobile communication technology, China's third generation mobile communication system has been fully commercial. Mobile communication system as key components, the base station antenna performance of the merits of the overall performance of the whole communication system has a de

4、cisive role. Microstrip patch antennas because of its small size, light weight, easy processing characteristics, in the field of micro-cellular base station antennas have been widely used. The microstrip patch antenna in practical applications are often composed by a number of patch antenna array el

5、ements to use. Microstrip power divider by the composition of the feed network due to its light weight, easy and antenna integration for easy feed network layout, more and more popular. However, due to the radiation of microstrip lines with a certain loss, the composition of the microstrip line feed

6、 network, the different way of feeding the antenna pattern may have different effects. Therefore, the layout of the feed network, thus reducing the interference of the antenna, to enhance the performance of the antenna is important.This paper first the basic theory of power splitters, performance in

7、dicators are introduced. Road and then elaborated multi-splitter design methods and simulation results. Finally, the subject needs, based on the UMTS base station antenna platform design feed network, the use of simulation software Ansoft HFSS calculation of the antenna array optimization, analysis

8、of different antenna feed network performance to meet the design requirements, with some practical value.Keywords: Power dividers, feed network, UMTS base station, antenna pattern目 錄目 錄第1章 引言11.1 選題背景11.2 國內外研究現狀11.3 本文研究內容及意義2第2章 功率分配器的基本理論32.1 微帶線的理論分析32.1.1 微帶線的主模及單模工作條件32.1.2 微帶線特性阻抗52.2 功分器的基本原

9、理72.2.1 功率分配原理72.2.2 奇-偶模分析102.2.3 功分器的S參量分析112.2.4 階梯阻抗變換原理132.3 本文功分器設計要求14第3章 Wilkinson功分器的設計方法163.1 二路功分器的實現163.1.1 單節阻抗匹配功分器設計163.1.2 兩節阻抗匹配功分器設計203.1.3 三節阻抗匹配功分器設計243.2 三路功分器的實現28第4章 UMTS基站天線平臺饋電網絡設計334.1 饋電網絡簡介334.2 天線陣的饋電網絡設計與仿真34結束語37致謝38參考文獻39外文資料原文42外文資料譯文4850第1章 引 言 第1章 引 言1.1 選題背景功率分配器是

10、一種將輸入信號功率分成相等或不相等的幾路輸出的一種多端口網絡，它廣泛應用于雷達系統及天線的饋電系統中1。隨著寬帶天線技術的發展，對饋電網絡的帶寬特性提出了更高的要求，傳統的Wilkinson功分器由于帶寬較窄，已不能滿足饋電網絡的需要。采用多級階梯阻抗變換，可有效提高功分器的帶寬，從而滿足寬帶天線的饋電需要。對應用于饋電網絡的高性能的功分器應滿足以下特點：1. 插入損耗較小，各路的相幅一致性要較好，以保證功率分配的效率；2. 相鄰支路之間的隔離度高，平衡度好，以保證兩路信號的輸出互不干擾，可提高設備的可靠性；3. 具有較寬的帶寬，以保證系統能在寬頻帶范圍內正常工作；4. 電路形式簡單，便于饋電

11、網絡的布局，以減少對系統的電磁干擾。隨著無線通信技術的快速發展，對功分器等無源微波器件的要求也越來越高，需求也越來越大。研究高效率、低損耗、小尺寸、寬頻帶的高性能功分器有著重要意義，由于其工作頻段也可覆蓋至ISM波段內，因此在GPS、藍牙、WLAN等射頻系統中也有使用價值。1.2 國內外研究現狀功率分配器作為一種重要的低耗的無源器件，在上個世紀七十年代國外已早已出現。早起產品多采用微帶Wilkinson結構，基本上屬于窄帶應用。經過幾十年的發展，隨著傳輸線理論的進一步完善和工藝水平的提高，在該領域已經有了很大的突破，目前已出現雙頻功分器。在天線陣技術的饋電網絡中，功率分配器可將功率分配到各個陣

12、列單元。功分網絡中布線的設計質量直接影響整個天線的性能，在實際設計中應考慮體積的小型化、相位、駐波、各端口的匹配和加工精度等問題，目前的文獻大都是針對小型的1-2功分網絡。功分器常用的結構有腔體和微帶。腔體功分器插損較小，功率容量較大，但隔離度不好且體積較大，限制了其的應用范圍；微帶功分器設計方法比較靈活，體積小，易于共形，受到青睞。目前最通用的是Wilkinson功率分配器。電子科技大學學士學位論文功分器現在有如下幾種系列2：1. 400MHz-500MHz頻率段二、三功分器，應用于常規無線電通訊、鐵路通信以及450MHz無線本地環路系統。2. 800MHz-2500MHz頻率段二、三、四微

13、帶系列功分器，應用于GSMCDMA/PHS/WLAN室內覆蓋工程。3. 1700MHz-2500MHz頻率段二、三、四腔體系列功分器，應用于PHS/WLAN室內覆蓋工程。4. 800MHz-1200MHz/1600MHz-2000MHz頻率段小體積設備內使用的微帶二、三功分器。1.3 本文研究內容及意義本文研究的內容是以現代移動通信為應用背景，基于UMTS基站天線平臺，對Wilkinson功分器進行系統的研究。第一章：概述了功分器的選題背景與國內外研究現狀，概述本文的主要研究內容。第二章：介紹了Wilkinson功分器的基本理論和分析方法。第三章：介紹了Wilkinson功分器的設計方法。第四

14、章：主要介紹了基于UMTS平臺的雙極化基站天線饋電網絡的分析與設計。第2章 功率分配器的基本理論第2章 功率分配器的基本理論2.1 微帶線的理論分析3微帶線是目前微波混合集成電路（HMIC）和單片微波集成電路（MMIC）以及多芯片互聯（MCM）使用最多的一種平面型傳輸線。微帶線大多采用薄膜和光刻等工藝在介質基片上制作出所需要的電路。此外，也可以利用在介質基片兩面敷銅箔的板，在板的一面用光刻腐蝕法制作出所需要的電路，而板另一面的銅箔作為接地板。微帶線可以看作由雙線傳輸線演變而來，如圖2.1-1所示。在兩根導線之間插入極薄的理想導體平板，它并不影響原來的場分布，而后去掉板下的一根導線，將留下一根“

15、壓扁”，即構成了微帶線。圖2.1-1 微帶線的演變2.1.1 微帶線的主模及單模工作條件4微帶線雖然是雙導體傳輸線，可視為雙線演化而來，但它的主模并不是TEM波，這是因為微帶線中填充空氣及基片兩種介質，屬于分區填充介質的導波系統。TEM波不能滿足介質基片和空氣分界面上的邊界條件。要滿足微帶線的邊界條件，場必須要有縱向分量，即EZ、HZ不全為零或都不為零。但是由于實際微帶線的場主要集中在介質中，空氣中的場較弱，因此電磁場的縱向分量很小，此時的場結構近似于TEM模，一般稱之為準TEM波。微帶線的主模就是準TEM模。 微帶線中除了準TEM模外，還可能存在其他高次模式。微帶線中的高次模式有兩種：波導模

16、和表面波模。 波導模是指在金屬導帶與接地板之間構成有限寬度的平板波導中存在的TE模、TM模。平面波導中的最低TE模和TM模是TE10模、TM01模。電子科技大學學士學位論文 導體帶厚度t0時，TE10模的截止波長為cTE10 r（2W+0.8h） （2.1-1） TM01截止波長為 cTM01 2hr （2.1-2） 表面波模是指微帶線的導帶的兩側可視為金屬板上涂敷介質的表面波波導，它能傳播表面波模。表面波中最低的TE模和TM模分別是TE1模和TM0模，它們的截止波長分別為cTE1= 4h-1 （2.1-3）cTM0= （2.1-4）由此可見，要保證微帶線中單模傳輸，需要抑制波導模和表面波模。

17、抑制波導模需滿足條件min4h-1 （2.1-5）因此，微帶線的單模工作條件取為min（2W+0.8h）4-1h （2.1-6）微帶線設計中，金屬屏蔽盒高度取H（56）h，接地板寬度取L（56）W。2.1.2 微帶線特性阻抗假定微帶線上的模是TEM波，因為其部分填充介質，部分填充空氣，所以其相速度必然介于全填充介質與全填充空氣之間，即Cvpc （2.1-7）式中，c是微帶線全填充空氣時TEM波的相速，c是微帶線全填充介質時TEM波的相速度。由于微帶線是混合填充，因此其相速度可表示為vp= Ce （2.1-8）式中，c為自由空間電磁波的速度；e為相對有效介電常數。求解微帶線的特性參量關鍵在于求得

18、e，它的取值范圍為1。微帶傳輸線的波導波長為第2章 功率分配器的基本理論g= 0e （2.1-9）式中，0為自由空間中的波長。根據傳輸線理論，導波的相速vp可用傳輸線的分布參數表示出來，即vp= 1L1C1 （2.1-10）式中，L1、C1分別為傳輸線上單位長度的分布電感和電容。 對于空氣填充的微帶線，有c=1L10C10 （2.1-11）式中，L10、C10分別為空氣填充微帶線上單位長度的分布電感和電容。由式（2.1-8）、（2.1-10）和（2.1-11）可知，e= C1C10 （2.1-12）其中C1、C10 可通過保角變換求出，經過推導可得e+12 + -12(1+10hW)-12 （

19、2.1-13）求得e之后，微帶線的特性阻抗可表示為Z0=L1C1 = 1vpC1 = Z00 e （2.1-14）式中，Z00為空氣填充時的微帶線的特性阻抗?；堇諏С龅牧愫穸日鎸嵨Ь€的特性阻抗如下：Wh2時Z0= 60W2h+0.441+0.082(-12)+ (-12)(1.45+W2h+0.94)-1()（2.1-14）Wh2時Z0= 602+18hW + 132(Wh)2-12-1+1(2 + 14) () （2.1-15）上式的誤差約為1%。當t0時，W用有效導帶寬度We=W+W代替即可，其中W表示為Wh12時W = t(1+2ht) （2.1-16）Wh12時電子科技大學學士學位論

20、文W=t(1+4Wt) （2.1-17）惠勒還給出了寬窄微帶線的通用近似公式Z0 = 42.4+11+4hWeA+A2+B2 () （2.1-18）式中A = 14+8114hWeWe = W + B WB = 1+12W = t1+ln4(th)2+1Wt+1.122.2 功分器的基本原理功率分配器是個三端口無耗網絡5，如圖2.2-1所示，其輸出端口之間的相移為零。這種三端口裝置是可逆的，它既能以功率分配的形式又能以功率合成的形式應用。其信號輸入端的輸入功率為Pl，而其它兩個輸出端的輸出功率分別為P2及P3。理論上，以能量守恒定律可知Pl=P2+P3。圖2.2-1 功分器示意圖功率分配器大致

21、上可分為等分型(P2=P3)及比例型(P2=kP3)兩種類型。2.2.1 功率分配原理 圖2.2-2是微帶三端口功分器原理圖，它是在微帶T形接頭的基礎上發展起來的，其結構較簡單。信號由特性阻抗為Z0的P1端口輸入分別經特性阻抗為Z02，Z03的兩分支微帶線從端口P2，P3輸出，負載電阻分別為R2，R3。兩輸出端無耦合，各自在中心頻率時的電長度均為=/2。第2章 功率分配器的基本理論圖2.2-2 三端口功分器原理圖功率分配器應滿足下列條件： P2與P3的輸出功率比可為任意指定值k2； 入端口P1無反射； P2與P3的輸出電壓等幅、同相。由這些條件可確定Z02，Z03及R2，R3的值。由于P2，P

22、3的輸出功率與輸出電壓的關系為P2=U222R2，P3=U322R3 （2.2-1）如由條件要求輸出功率比為P2P3=1k2 （2.2-2）則U222R2k2=U322R3 （2.2-3）按條件中的U2=U3，由（2.2-3）式可知R2=k2R3 （2.2-4a）若取R2=kZ0 （2.2-4b）則R3=Z0k （2.2-4c）由條件，P1無反射，即Zin2Zin3=Z0。由于在中心頻率處=2，則Zin2=Z022R2，Zin3=Z032R3均為純電阻，所以Y0=1Z0=R2Z022+R3Z032 （2.2-5）電子科技大學學士學位論文聯立式(2.2-4)一(2.2-5)可解得Z02=Z0k(

23、1+k2)，Z02=Z01+k2k3 （2.2-6）由于U2與U3等幅、同相,故在P2，P3間跨接一電阻R不會影響功分器的性能。但當P2，P3兩端口外接負載不等于R2，R3時，來自負載的反射波功率便分別由P2，P3兩端口輸入，此時該三端口網絡變為一功率合成器。為使P2，P3兩端口彼此隔離，須在其間加一吸收電阻R起隔離作用。R的數值可由等效電路分析法求得為R = 1+k2kZ0 （2.2-7）隔離電阻R通常是用鎳鉻合金或電阻粉等材料制成的薄膜電阻。實際情況往往是輸出端口P2，P3所接負載并不是電阻R2和R3，而是特性阻抗為Z0的傳輸線，因此為要獲得指定的功分比，需在其間各加4線段，作為阻抗變換器

24、。圖2.2-3 微帶三端口功分器如圖2.2-3所示。變換段的特性阻抗分別為Z04和Z05，其計算公式為Z04=R2Z0=kZ0 （2.2-8）Z05=R3Z0=Z0k （2.2-9）對于本文所討論的等功率分配器，則P2=P3,K=1，于是有R2=R3=Z0Z02=Z03=2Z0R=2Z0 （2.2-10）當兩路功分器工作在中心頻率時，它的特性是理想的，屬于點頻匹配，一旦頻率偏移，不論是隔離度還是輸入駐波比都將變差，故工作頻帶較窄。第2章 功率分配器的基本理論2.2.2 奇-偶模分析6為簡化起見，將所有阻抗對特性阻抗Z0歸一化，輸出端接電壓源，如圖2.2-4所示。此網絡相對于中間平面是對稱的，兩

25、個歸一化值為2的源電阻并聯組合，以歸一化值為1的電阻代表匹配源阻抗。4線具有的歸一化特性阻抗為Z，并聯電阻具有歸一化值為r；等分功分器中，z = 2和r = 2。圖2.2-4 在歸一化和對稱形式下功分器電路（l）偶模分析。對于偶模激勵，Vg2=Vg3=2V0，所以V2e=V3e，可將圖2.2-4的電路化為如圖2.2-5所示。圖2.2-5 功分器偶模等效電路圖（O.C.為開路線）從端口2向里看得到的阻抗為：Zine=Z22 （2.2-11）若Z=2，則Zine=1，對于偶模激勵端口2是匹配的，所以V2e=V0。在這種情況電子科技大學學士學位論文下，隔離電阻r/2的一端開路，可以忽略掉。接下來從傳

26、輸線方程求解V1e。若令端口1處x=0。在端口2處發生90°相移，所以端口2處x=-4，則傳輸線上的電壓可表示為Vx=V+(e-jx+ejx) （2.2-12）由此得到V2e=V-4=jV+1-=V0 （2.2-12）V1e=V0=V+1+=jV0+1-1 （2.2-13）在端口1處向歸一化值為2的電阻看的反射系數為 = 2-22+2 （2.2-14）所以V1e=-jV02 （2.2-14）（2）奇模分析。當奇模激勵時，Vg2=-Vg3=2V0，所以V20 = V30，在圖2.2-4所示電路的中間為電壓零點，可等效為如圖2.2-6所示的電路。向端口2看去的阻抗為r/2，由于平行連接傳

27、輸線長為4，而且在端口1處短路，所以看上去在端口2處為開路點。因此，如選r=2，則奇模激勵端口2為匹配的。在這種激勵模式下，所有功率被送到r/2電阻上，沒有功率送到端口1；且V20=V0，V10=0。圖2.2-6功分器偶模等效電路圖2.2.3 功分器的S參量分析現在對圖2.2-4的電路定義兩個獨立的激勵模式：偶模時，Vg2=Vg3=2V0；奇模時，Vg2=-Vg3=2V0。然后兩種模式相疊加，有效的激勵為Vg2=4V0，Vg3=0。當端口2和端口3終端接匹配負載時，求出Wilkinson功分器在端口1處的輸第2章 功率分配器的基本理論入阻抗即可導出S11。如圖2.2-7(a)所示，從圖上可見其

28、與偶模激勵V2=V3時的情況類似。此時隔離電阻r上電流為0，可以等效為圖2.2-7 (b)所示。轉化為兩個端接歸一化值為1的負載電阻的四分之一波長變換器并聯。所以，輸入阻抗是：Zin=1222=1 （2.2-15）(a) 有終端的Wilkinson功分器(b) (a)中電路的剖分圖2.2-7 對Wilkinson功分器求找S11的分析所以，Wilkinson功分器的S參量如下：S11=0（在端口1，Zin=1） （2.2-16）S22=S33=0 （奇模和偶模激勵下，端口2和端口3匹配）（2.2-17）S12=S21=V1e+V1oV2e+V20=-j2 （互易網絡的對稱性） （2.2-18）

29、S13=S31=-j2 （端口2和端口3是對稱的） （2.2-19）S23=S32=0 （因等分面上為短路或開路） （2.2-20）因為當終端接匹配負載時，全部端口都是匹配的，所以S12方程成立；因為S23=S32=0，所以端口2和端口3之間是隔離的。當輸出匹配時，功分器是無損電子科技大學學士學位論文耗的；只有端口2和端口3的反射功率消耗在隔離電阻上。2.2.4 階梯阻抗變換原理在微波電路中，為了解決阻抗不同的元件、器件相互連接而又不使其各自的性能受到嚴重的影響，常用各種形式的阻抗變換器。其中最簡單又最常用的四分之一波長傳輸線階梯阻抗變換器（圖2.2-8）。它的特性阻抗Z1為待匹配的阻抗。圖2

30、.2-8 4阻抗變換器示意圖根據特性阻抗匹配原理Zin=Z012RL （2.2-21）式中，Zin為匹配后的輸入阻抗，Z01為四分之一波長傳輸線特性阻抗，RL為負載阻抗，則Z1=Z0×Z2 （2.2-22）其長度L為中心頻率引導波長的1/4，即L=g4 （2.2-23）這種變換器的顯著特點就是簡單，用任一種形式的傳輸線均能實現，但當頻率偏離中心時，其電長度不再是/2，變換特性也隨之惡化。它對頻率的敏感，使它僅適合于窄帶運用。在需要寬帶匹配的場合，應采用多節階梯阻抗變換器或各種漸變線變換器。本文所使用的頻率范圍較寬，所以要采用多節階梯阻抗變換器來實現（如圖2.2-9），在多節階梯阻抗變

31、換器中，各阻抗階梯所產生的反射波彼此抵消，于是匹配的頻帶得以展寬。多節階梯阻抗變換器中最常用的是每節長度為1/4 波長變換器。但是隨著階梯阻抗變換器級數的增加，插損將變大，因此在做到帶寬的同時，應盡量減少節數。下面對多節阻抗變化器進行分析。在多節階梯阻抗變換器中，各阻抗階梯所產生的反射波彼此抵消，于是匹配的頻帶得以展寬。第2章 功率分配器的基本理論圖2.2-9 多節4阻抗變換器示意圖對于阻抗變化器，衡量其性能與設計所根據的指標，通常是：匹配帶寬、帶內最大電壓駐波比以及插入損耗等。同樣，一個功分器也是一個阻抗變換器，也是從這幾個方面來考慮設計的。多節階梯阻抗變化器帶內的電壓駐波比響應特性常用的是

32、最平坦響應和切比雪夫響應兩種，但與帶通濾波器不同的是它對帶外抑制沒什么要求。參考圖2.2-9，設待匹配的阻抗值為Z0和Zn+1，其設Zn+1Z0。為了設計計算方便，我們把阻抗值對Z0進行歸一化。這樣，待匹配的阻抗值就分別為1和R=Zn+1Z0，R也稱為阻抗變換比。如圖2.2-8，從100到50的阻抗變換比R=100/50=2 。對于單節的1/4 波長阻抗匹配Z1=Z0×R2=50×50=70.7 （2.2-24）對于多節的，計算原理同單節，每一節的阻抗都等于前后阻抗的幾何平均值，即Zin=Zn-1×Zn+1 （2.2-25）2.3 本文功分器設計要求本文設計的Wi

33、lkinson功分器在19202170 MHz頻段中的性能要滿足以下指標：（1）1端口回波損耗S1125dBRL1=-20|S11| （2.3-1）（2）2、3端口，3、4端口的隔離度：IL23=-20|S23| （2.3-2）隔離度是兩隔離端輸入與輸出功率之比的分貝數。對于Wilkinson功分器，相鄰兩輸出端口間的隔離度希望盡可能大于15dB。本文Wilkinson功分器的S23參數超20dB，隔離性能很好。（3）端口1和輸出端口之間的插入損耗：CP12=-20|S21| （2.3-3）電子科技大學學士學位論文對于等分Wilkinson功分器，理論上兩路功分器輸出端口的插入損耗應該在對應頻

34、率處完全相等且接近3dB。三路功分器輸出端口的插入損耗應該在對應頻率處完全相等且接近4.8dB。本文二路功分器插損小于3.4 dB，三路功分器插損小于5.5 dB。第3章 Wilkinson功分器的設計方法第3章 Wilkinson功分器的設計方法3.1 二路功分器的實現本文所設計的功分器頻率范圍為19202170MHz，中心頻率為fm=fa+fb2=1920+21702=2045（MHz） （3.1-1）主通帶的相對帶寬為=fb-fafm=2170-19202045=12.22% （3.1-2）3.1.1 單節阻抗匹配功分器設計 根據2.2.1分配原理可知，對于一分二功分器在T型節處，阻抗比

35、為2要實現阻抗比為2的阻抗變換，即100到50的阻抗變換。本文采用最簡單最常用的四分之一波長傳輸線階梯阻抗變換器，對于單節阻抗匹配的功分器，如圖3.1-1所示圖3.1-1 單節阻抗變換功分器示意圖由2.2.4節階梯阻抗變換器原理計算出各節微帶線的特性阻抗及長度Z0=50， Z1=Z2=70.7， R=2×Z0=100由2.1.1節微帶線特性阻抗計算公式可得到各節微帶線的寬度，為方便計算，本文使用微帶線計算工具（如圖3.1-2所示）進行計算電子科技大學學士學位論文圖3.1-2 微帶線計算工具計算可得W1=1.5001mm;W2=W3=0.7846mm;L=20.7691mm用HFSS軟

36、件進行建模，采用相對介電常數為4.4，厚度為0.8mm的FR4基板,經過優化，得到功分器的最佳尺寸如圖3.1-3所示圖 3.1-3 單節匹配功分器尺寸其HFSS模型如圖3.1-4所示第3章 Wilkinson功分器的設計方法圖3.1-4 單節阻抗匹配功分器的HFSS模型主要性能指標的仿真結果如下圖3.1-5 單節阻抗匹配功分器的回波損耗電子科技大學學士學位論文圖3.1-6 單節阻抗匹配功分器的電壓駐波比圖3.1-7 單節阻抗匹配功分器的插入損耗第3章 Wilkinson功分器的設計方法圖3.1-8 單節阻抗匹配功分器的隔離度由以上仿真結果可知，單節阻抗匹配不能很好的滿足所需的帶寬要求，因此需要

37、使用多節阻抗變換。下面對兩節阻抗變換功分器進行分析。3.1.2 兩節阻抗匹配功分器設計兩節阻抗匹配功分器拓撲如圖3.1-8所示，為焊接隔離電阻因此需對微帶線進行彎曲，為減少微帶線之間的耦合，原則上微帶線之間的間隔應為3倍線寬，由于本文所涉及的頻率較低，在實際仿真中間隔小于該值對結果也無明顯影響。圖3.1-9 兩節阻抗匹配功分器示意圖由階梯阻抗變換原理得到功分器各節的參數值Z0=50;Z1=Z2=83.35;Z3=Z4=60由微帶線計算工具得到各節微帶線的寬度及長度W1=1.5001mm；W2=W3=0.5394mm；W4=W5=1.0875mm電子科技大學學士學位論文隔離電阻的計算公式為R1=

38、2Z1Z3(Z1+Z3)(Z3-Z1cot2) （3.2-3）R2=2R1(Z1+Z3)R1Z1+Z3-2Z3 （3.2-4）=21-12f2f1-1f2f1+1 （3.2-5）由此式計算可得，R1=93.215；R2=265.815 。采用相對介電常數為4.4，厚度為0.8mm的FR4基板，用HFSS電磁仿真軟件進行建模，經過優化后其尺寸如下圖所示圖 3.1-10 兩節阻抗匹配功分器尺寸HFSS模型如圖3.1-11所示圖3.1-11 兩節阻抗匹配功分器HFSS模型第3章 Wilkinson功分器的設計方法設置好端口，以及邊界條件，進行仿真可得仿真結果如下圖所示圖3.1-12 兩節阻抗匹配功分

39、器的回波損耗圖3.1-13 兩節阻抗匹配功分器的電壓駐波比電子科技大學學士學位論文圖3.1-14 兩節阻抗匹配功分器的插入損耗圖3.1-15 兩節阻抗匹配功分器的隔離度從上圖的仿真結果可以看出，本文設計的Wilknson功分器在19202170 MHz的頻帶范圍內，參數優于-27dB，在中心頻率點優于-45dB，優于設計要求；輸入端口的電壓駐波比小于1.1；插入損耗小于3.34dB，達到性能要求；二三端口的隔離度在19202170 MHz的頻帶范圍內優于-28dB，在中心頻點優于-35dB，隔離性能十分優異。通過與單節阻抗匹配功分器的比較，可以看到兩節阻抗匹配功分器不論是回波損耗還是隔離度均有

40、了顯著提升，這也驗證了通過增加功分器阻抗變換的級數來拓寬功分器帶寬的想法。但是隨著級數的增加，其插損等性能指標也將隨之惡化，因此在實際的功分器設計中，如何選擇阻抗匹配的級數應以實際第3章 Wilkinson功分器的設計方法帶寬需要來選擇，并非越多越好。下面給出三節阻抗匹配功分器的設計結果。3.1.3 三節阻抗匹配功分器設計三節阻抗匹配功分器的設計方法和兩節完全相同，利用阻抗匹配公式可方便地得到各節的參數，在此不再贅述。下面給出其優化后的尺寸結構圖3.1-16 三節阻抗匹配功分器尺寸其HFSS模型如圖3.2-17所示圖3.1-17 三節阻抗匹配功分器HFSS模型仿真結果如下電子科技大學學士學位論

41、文圖 3.1-18三節阻抗匹配功分器的回波損耗圖 3.1-19三節阻抗匹配功分器的電壓駐波比第3章 Wilkinson功分器的設計方法圖 3.1-20三節阻抗匹配功分器的插入損耗圖 3.1-21三節阻抗匹配功分器的隔離度 由仿真結果可知，隨著節數的增加，其回波損耗與二節阻抗匹配變換功分器十分接近。但是其隔離度的帶寬有了明顯增加。二節阻抗變換功分器的隔離度在1.692.34GHz的650MHz頻帶范圍內小于-25dB，三節抗變換功分器的隔離度在1.882.7GHz的820MHz頻帶范圍內小于-25dB。但是其插入損耗與二節阻抗變換功分器相比有一定的增加。在實際使用中只需調節其中心頻率對應的阻抗變

42、換節長度即可實現頻率的偏移。電子科技大學學士學位論文3.2 三路功分器的實現三路功分器的實現主要有兩種方法7，第一種是使用功分器級聯法（如圖3.2-1），先使兩路信號功率分配比為1：2，再使功率分配比為2的那路信號再平均分配，從而使三路信號功率輸出相等。這種方法拓撲結構較為復雜，要占用較多的基板面積，功分器之間的級聯匹配也較復雜，但是隔離度比較高，在某些對隔離度有很高要求的場合可以使用。本文使用梳狀式拓撲的三路功分器，其結構簡單，拓撲結構如圖3.2-2所示圖3.2-1 級聯法三路功分器示意圖圖3.2-2 梳狀三路功分器示意圖采用型等效電路方法建立對稱三功分器的拓撲8，如圖3.3-3所示。Y01

43、，Y02分表表示信號源及負載導納。Y10,Y20分別表示第一節和第二節傳輸線特性導納，G1，G2分別表示第一節和第二節隔離電導。第3章 Wilkinson功分器的設計方法圖3.3-3 梳狀三路功分器等效電路對圖3.3-2所示的等效電路運用電路節點分析法，列出其節點電流方程可解出G1=Y102Y01 G2=Y024 （3.3-1）兩節g4變換器獲得最佳匹配效果的條件為（3Y10Y01）2=Y20Y10=(Y02Y20)2 （3.3-2）則Y10=Y02B34Y20=Y02B14 （3.3-3）其中B=3Y02Y01 （3.3-4）根據上述理論，由于Z01=Z02=Z0=50，則有Z10=113.

44、98，Z20=65.80，R1=64.95，R2=200。再有由微帶線計算工具可得到功分器的設計參數，如下圖所示圖3.2-4 三等分功分器示意圖電子科技大學學士學位論文W1=1.5009mm；W2=0.2187mm，L1=21.5335；W3=0.9097mm， L2=20.6570mm采用相對介電常數為4.4，厚度為0.8mm的FR4基板，用HFSS電磁仿真軟件進行建模，經過優化其尺寸如圖3.2-5所示圖3.2-5 三等分功分器尺寸圖3.2-6 三等分功分器HFSS模型設置好端口及邊界條件，仿真結果如下第3章 Wilkinson功分器的設計方法圖3.2-7 三等分功分器回波損耗圖3.2-8

45、三等分功分器電壓駐波比電子科技大學學士學位論文圖3.2-9 三等分功分器插入損耗圖3.2-10 三等分功分器隔離度由圖可見，在19202170MHz頻帶內輸入電壓駐波比小于1.1，回波損耗小于-25.6dB，在中心頻率處為-32.5dB，在1.782.2GHz的420MHz頻帶范圍內滿足回波損耗小于-25dB，在實際應用中只要簡單調節阻抗匹配節的長度即可實現頻率偏移，以滿足中心頻率的要求。插入損耗小于5.5dB，隔離度優于-24dB，滿足設計要求。第4章 UMTS基站天線平臺饋電網絡設計第4章 UMTS基站天線平臺饋電網絡設計4.1 饋電網絡簡介在計算方向圖或增益時，如果陣列各單元具有給定的幅

46、度與相位，為了實現這種特定的幅度和相位分布，就要通過饋電網絡來實現9。對于線陣和面陣的饋電基本是一樣，大致可以分為并饋和端饋如圖所示一個簡單的四元陣。圖 4.1-1 并饋（左）和端饋（右）示意圖由于本課題中陣列的饋電選擇了并饋實現，基站天線模型如圖4.1-2所示。所以關于并饋討論兩點： （1）并饋是一種常用的饋電網絡實現方式。其具體的做法就是由天線匯總點到每一個輻射單元，中間所走的路經、器件數完全一樣（功率可以不一樣，以滿足幅度分布的要求）從而在寬頻帶內保持了各單元同相和等延時的要求。一般可簡單的分為等幅并饋和不等幅并饋兩種。對于等幅并饋就比較簡單，沒有什么特別的規則，而不等幅并饋就比較麻煩一

47、點，主要是功率分配器的合理設計。 （2）關于饋電網絡中，饋線分布、尺寸選擇問題。對于寬帶的同相陣，一般要求等電長度即可，這樣可以選擇最短的電纜組合為準，只要輻射單元設計合理，傳輸線良好，連接接頭好，電纜長度沒有固定的要求。對于電纜長度的選擇，通常有兩種作法。一種就是選用4的奇數倍，以便獲得連接接頭反射抵消；另一種方法就是選用2的整數倍，以便排除傳輸線特性阻抗的誤差帶來的影響。所以在實際的工程設計中，可以根據實際情況，以調試的結果為準。電子科技大學學士學位論文圖4.1-2 UMTS基站天線模型4.2 天線陣的饋電網絡設計與仿真上述基站天線的工作頻率為19202170MHz，共250M帶寬。采用3

48、.1.2節所設計的二路功分器對上述基站天線進行并聯饋電，饋電網絡由圖4.2-1所示，優于基板面積較小，為減少微帶線對貼片天線的干擾，微帶線盡量沿著基板的邊緣走線。由于在微帶線轉角處微帶線特性阻抗不連續，因此會帶來輻射損耗， 同時對貼片天線產生影響，因此在設計饋電網絡時盡量避免使用轉角，在必須使用的地方倒圓角或者45°直角，同時遠離貼片，以減少微帶線特性阻抗的不連續性。為保證兩個天線單元相幅一致，微帶饋線的長度須一致。圖4.2-1 帶饋電網絡的基站天線第4章 UMTS基站天線平臺饋電網絡設計采用HFSS 12對基站天線進行仿真，所得到的參數如下圖4.2-2 ±45°

49、極化天線回波損耗圖4.2-3 二元天線陣的隔離度電子科技大學學士學位論文圖4.2-4 X-Z平面的增益圖4.2-5 Y-Z平面的增益圖4.2-6 X-Y平面的增益第4章 UMTS基站天線平臺饋電網絡設計圖4.2-7 X-Y平面的3D方向圖圖4.2-8 X-Z平面的3D方向圖圖4.2-9 Y-Z平面的3D方向圖電子科技大學學士學位論文從以上仿真結果可以看出天線在19202170MHz的頻帶范圍內回波損耗小于-9.7dB，隔離度優于-16.7dB，最大增益為11.8dB，性能指標基本滿足該天線的設計要求。結束語結束語本文詳細介紹了微帶功分器的設計理論及一分二、一分三功分器的設計過程，以及基于UMT

50、S基站天線平臺的饋電網絡設計。功分器的設計關鍵在于阻抗匹配，多路功分器、不等功分器以及多級功分器的級聯的關鍵都在于阻抗匹配。根據每一路的功率比計算出阻抗比，從而通過阻抗變換對每一電路進行阻抗匹配。本文設計的功分器采用雙節傳輸線實現阻抗匹配，兩節采用兩個不同的隔離電阻，不僅有效增加了工作帶寬，而且提高了隔離度。設計的中心頻率為2045MHz的Wilkinson功分器，在250MHz帶寬范圍內性能優異，達到設計要求。在設計器件，由于時間、硬件條件等因素的限制，還有許多問題需要做進一步的探討。下面是針對工作中遇到的問題提出一下建議：（1）將微帶結構的Wilkinson功分器運用到不等功率分配的功分器

51、中，使用不等功率分配的功分器級聯，理論上可以設計出任意路數等功率分配的功分器。（2）將Wilkinson功分器深入到雙頻及多頻的研究。隨著移動通信業務的發展，移動通信的頻段從以前的GSM（880960MHz）頻段已經擴展到DCS（17101880MHz）和PCS（18501990MHz）頻段，以及最近的3G頻段。在實際的基站天線中GSM和UMTS天線往往同時存在，若使用雙頻功分器，則能極大減少布線面積，節約成本，增加天線的可靠性。致 謝致 謝論文完成之際，謹在此向所有關心和幫助過我的人表示誠摯的謝意!首先，感謝我的指導老師班永靈副教授。從論文的選題、到具體的設計和論文寫作過程，班老師都給予我耐

52、心、細致的指導，這對我知識的鞏固和能力的提高有著極其重要的意義。同時，班老師嚴謹的治學精神，淵博的知識，深厚的學術造詣以及不斷創新的精神，使我受益匪淺，將成為我一生享用不盡的財富。在此，我向班老師致以最崇高的敬意。另外，還要特別感謝教研室的付光耀和孫思成師兄，在畢業設計過程中給予的無私幫助。最后感謝電子科技大學對我的培養！對審閱此論文的老師表示衷心感謝！參考文獻參考文獻1何猛.超寬帶微波功分器的研制：碩士學位論文.成都：電子科技大學 20092程海榮，張洪新.一種微帶混合型功率分配器的設計A.雷達與對抗，2004.43喻夢霞，李桂萍等.微波固態電路.成都：電子科技大學出版社，2008.784徐銳敏，唐璞等.微波技術基礎.北京：科學出版社，2009.76805邱偉勝.不等功分微帶功分器的設計與仿真：碩士學位論文.北京：北京郵電大學 20086冷小艷.雙頻Wilkinson功分器的研究：碩士學位論文.南京：南京理工大學 20087韓淑萍，李銘祥.高隔離度一分三功分器的設計.上海大學學報（自然科學版），2004，Vol.10 No.6:5608唐先發.寬頻微帶三等分功分器的設