1、開題報告一背景直流變換器是一種將模擬量轉變為數字量的半導體元件。按功能 可分為：升壓變換器、降壓變換器和升降壓變換器。在燃料電池汽車 中主要采用升壓變換器。變換器首先通過電力電子器件將直流電源轉 變成交流電(AC), 一般稱作逆變，然后通過變壓器(升壓比為1 : n)升 壓,最后通過整流、濾波電路產生變壓后的直流電，以供負載使用.直流轉換器與一般的變換器相比，具有抗干擾能力強、可靠性高、 輸出功率大、品種齊全等特點，用途廣泛，輸入輸出完全隔離，輸出 多路不限，極性任選。寬范圍輸入變換器是專為滿足輸入電壓變化范 圍較大場合需要而開發的一種直流穩壓電源，其輸入直流電壓可以在 DC100V-375范

2、圍內變動而保證輸出電壓的穩定性.此外，這種電源 體積小,重量輕、保護功能完善，具有良好的電磁兼容性。本身具有過 流、過熱、短路保護。多檔輸出的變換器，它不僅提供電源而且有振 鈴和報警功能。該變換器分為軍用、工業及商業三個品級，在諸如通 信機房、艦船等蓄電池供電的場合極為適用。直流一直流變換器 (DC/DC Converter)早在10年前就做成了元器件式樣，在系統中損壞 時可以卸下更換。目前，它正從低技術、元器件型轉向高技術、插件 (Building black)型發展。系統設計師在開始方案設計階段就要考慮 系統究竟需要什么樣的電源輸入、輸出？DC/DC變換器作為子系統的 一個部件,應該更仔細

3、地規定它的指標以及要付出多少費用。有趣的 是,全球聲稱可供給軍用DC/DC變換器的廠家超過300家,但卻沒有兩 種產品是相同的，這給系統設計師選用該產品時造成困難。設計師們 考慮的最重要的事是：對產品的性能價格比進行綜合平衡，決定取舍。 需求和市場決定制造廠的發展戰略目前，對制造廠家而言，面臨著要 求降低噪聲、減小尺寸以及提高功率和效率的挑戰和市場競爭。現扼 要介紹幾家公司的做法。當今,在任何一個計算機系統中，各種電源都 是以插件形式出現的。供應廠商均按用戶的要求作相應改動以適應需 求。DC/DC直流變換器的軍品市場占很大比重，但增長緩慢。分析家 們預測:到1996年 ,DC/DC變換器最大市

4、場將是計算機和通信領域。美國InterPoint公司的研究開發戰略是：針對軍用及宇航系統 應用,提供一種更便宜、功率更大、性能更好的產品，它們比現有DC/DC 變換器有全面改進。預計今后幾年的實際問題仍是產品價格。 采用模 塊化方法可以降低成本，同時提高DC/DC變換器輸出功率。一些應用 系統要求功率高達2KW如果采用200W勺產品去構建系統，至少要10 12個產品,既麻煩也影響系統可靠性。該公司認為必須研制出功率比 200W大23倍的大功率電源，而且單件成本控制在1.31.7倍才合 適。模塊化方法，可以通過消除非重復工程成本(NRE)使系統成本降 低。這種模塊化的器件也是分布式供電系統的基本

5、構件。鑒于分布式供電比集中供電系統有更多優點，而絕大多數應用系統要求在母線級 上直流電壓要分別供給不同邏輯電路各種電壓，例如+5V、+12V +3.3V等等。一些廠家利用板級(on-Card)DC/DC變換器來實現，另一些供應 商則把幾種輸出合在一起，把電源放在靠近需要供電的電路板上。Arnold Magnetics公司供應多檔輸出的直流變換器，它不僅提供電源而且有振鈴和報警功能。為了占領市場，產品隨著性能提咼，其價 格也應最低。各家公司，在維持性能不變時，盡量設法降低生產、銷售 成本。由于經濟原因，電力生產、輸送和都采用三相系統。在三相系 統允許更高的功率密度，使用更少的器件和更高的效率比等

6、效單相系 統好。此外，由于相位的差異，三相系統目前在時間常數平均功率。 同樣的優勢鼓勵使用的三相整流器和逆變器。許多工業應用程序需要 大功率直流-直流轉換。這些應用程序包括分布式發電、 不間斷電源、 和運輸。傳統的孤立的直流-直流轉換器使用單相變壓器，它通常是大 而重,單相整流器。針對受益于三相系統的優勢，一些工作已經完成使 用直流-直流轉換器，使用三相高頻變壓器和三相整流器。這些變化可 以減小體積、重量、和整個系統的成本。三相直流 -直流轉換器提出 了良好的性能，當高頻隔離是理想的。降低濾波器高的組件面臨壓 力近年來，已經完成并應用三相直流-直流轉換為燃料電池能源處理 7卜10和電池在汽車設

7、備11應用。它體現了潛在的優勢。二研究現狀姚偉，鄭步生，洪峰在車載雙管正激直流變換器的設計研究 了一種適用于電動汽車的高效率雙管正激直流變換器，在提出一種設計方案的基礎上，重點對其控制電路，反饋回路、啟動電路和變壓器 的關鍵參數等進行了詳細分析設計。其中控制電路使用SG352芯片，采用二型補償對控制電路進行補償。實驗測試結果表明該變換器輸出 穩定，有較高的轉換效率。丁小滿，張從旺電力機車直流變換器的設計從直流變換器的 熱設計、工藝設計及安全性設計方面對直流變換器產品的設計進行闡 述。目前，按照以上設計思路研制的變換器已經通過試驗驗證，技術 參數完全滿足要求。在電磁兼容試驗，振動、沖擊試驗，高溫

8、、低溫 試驗中，技術參數完全滿足要求。項目成果在電力機車、8軸車及國產化列車中得到成功運用。李云，張小勇，劉福鑫，阮波機車車輛充電機用移相全橋ZVSPWM 變換器的設計。文章介紹了一種機車車輛充電機的核心部件 加 箝位二極管的零電壓開關PWM倍流整流全橋變換器。該變換器的優點 是可以利用輸出濾波電感和諧振電感在寬負載范圍內實現開關管的 零電壓開關，利用箝位二極管可以有效消除二次側整流管上的電壓尖 峰和振蕩，同時采用倍流整流技術可優化變壓器和輸出濾波電感的設 計。梁詰，歐陽名三在基于SG352礦用直流變換器控制電路的設計 對傳統模式進行改進使直流變換器具有自啟動功能，利用軟啟動引腳設計了欠電壓和

9、過電流保護。并對電壓調節器進行了設計，減小了直 流變換器輸出電壓紋波。李艷、阮新波、楊東升、劉福鑫在雙輸入直流變換器的建模與 閉環系統設計中因為采用兩個甚至多個輸入源的新能源聯合供電 系統中，用單個多輸入直流變換器代替原有的多個單輸入直流變換 器，可以簡化電路結構，降低系統成本。將以雙輸入 Buck變換器為 例，進行系統建模以及閉環調節器的設計， 使得該系統穩態和動態能指標達到要求桂存兵，謝運祥，謝濤，陳江輝推挽DC-DC變換器平均電流控 制研究中提出怎樣提高推挽變換器的電流穩定性和系統可靠性，通過分析了 DC/DC推挽變換器的工作原理，在此礎上建立了小信號數學 模型。并施以電流型雙環控制策略

10、，有效的提高系統的動態響應和保 護能力。給出了推挽變換器的控制系統的設計過程， 并進行了仿真和 實驗研究，結果表明針對推挽變換器，雙環控制策略具有良好動態和 靜態控制性能。胡曉清，尚修香在 一種適用于電動汽車的ZVS全橋變換器研 究研究了一種適用于電動汽車的集成寄生元件的 ZVS變換器，利用 變壓器的寄生電感和晶體管的輸出電容可實現變換器的 ZVS功能，使 變換器具備經濟、緊湊的特點。通過分析電路的工作原理、寄生量的 計算和ZVS參數的優化，對變換器的設計進行系統研究.姚建紅，張艷紅，劉繼承一種新型全橋移相 PWM零電壓零電流 變換器，為了實現全橋軟開關變換器能在很寬的負載變化范圍內實 現零電

11、壓零電流變換，提出了一種改進的電路拓撲結構， 設計了一種 新型的全橋移相脈寬調制零電壓零電流變換器，該電路中，超前橋臂前面增加了一個輔助電路，使其超前橋臂能在輕載的情況下很好地實 現零電壓變換；在高頻變壓器的副邊采用無源鉗位電路， 使其滯后橋 臂能在滿載的情況下很容易地實現零電流變換；此外，在輔助電路中的電容與變換器的輸出濾波電容之間用一個鉗位二極管連接，限制了變壓器的二次側電壓。在一篇外文中A Three-Phase Current-Fed Push - PullDC - DCConverter提出了一種新的三相推挽直流-直流轉換器是提議。這個 轉換器使用高頻三相變壓器提供電隔離在電源和負載

12、。這三個活轉換器件連接到相同的地方，從而簡化了變換器的電路。通過一個電感和 一個電容器減少輸入電流紋波和輸出電壓波紋，其數量小于等效單相 拓撲。三相直流-直流轉換也有助于在能耗損失的減少，允許使用低成 本開關。這些特點使這個轉換器適合應用在低壓電源的使用和相關的 電流很高，比如在燃料電池、光伏陣列、蓄電池。理論分析，一個簡化 的設計實例，實驗結果為1千瓦樣機將提交了兩個操作區域。原型是專 為一個40 kHz開關頻率，輸入電壓為120 V,輸出電壓400 V。指數達到 了直流-直流功率轉換、高頻變壓器、多相、波紋要求。袁義生，伍群芳ZVS三管推挽直流變換器中提出一種采用3個 開關管的推挽式(th

13、ree-transistorsPush-Pull，TTPP變換器，僅需要在傳統推挽變換器的輸入電源和變壓器兩個原邊繞組中點間插入 一個輔助開關管Q3兩個主管驅動信號ugs1和ugs2與傳統推挽變換 器中開關管的驅動信號相反；除去死區時間，輔管驅動信號ugs3是兩個主管驅動信號ugs1和ugs2的與非關系。用等效電路的方法結合 解析方程，分析電路各個工作模態的工作原理和主要開關波形。指出主管可在寬負載范圍下實現零電壓開通 (zerooltageswitchi ngZVS)， 且主管關斷電流是傳統推挽電路中的一半值。輔管在大負載或加大漏 感情況下可以實現ZVST通，輔管的額定電壓是主管的一半，等于

14、輸 入電壓。討論軟開關的實現問題。提出控制芯片及其驅動電路的設方 法，完成一臺800 W開關頻率為83.3 kHz的原理樣機，實驗結果 驗證了該變換器工作原理的有效性。袁義生，龔昌一種高效逆變電源及綠色工作模式的研究為針 對車載逆變電源輸入側低壓大電流的特點，提出一種前級為并聯LC諧振式推挽直流變換電路的高效率逆變電源結構， 詳細闡述了整個電 源的工作原理。提出一種綠色工作模式，即通過在空載狀態下前級推 挽電路間歇式工作來控制中間直流母線電壓在允許范圍內波動，達到降低逆變器空載損耗的目的。最終設計制作了一臺 AC220V輸出，額 定功率1 kW的逆變器，測試其額定效率大于90%綠色模式下損耗僅

15、 為 10.89 W。吳紅飛，夏炎冰，邢巖適用于高壓寬范圍輸入的交錯串并聯正 激變換器面向中高壓-寬電壓范圍輸入、高可靠性中大功率變換應 用，提出一種交錯串并聯正激變換器。 變換器由兩個低壓橋臂和一個 高壓橋臂構成，3個橋臂形成兩個正激單元。其中，低壓橋臂開關器 件電壓應力為輸入電壓的一半，高壓橋臂的電壓應力等于輸入電壓。 該變換器繼承了雙管正激變換器可靠性高、電壓應力低、效率高的優 點，同時開關管的最大占空比可以達到0.67，是傳統雙管正激變換器 最大占空比的1.33倍，因此可以適應高壓、寬輸入范圍場合的應用； 開關管占空比小于0.5時，高壓橋臂開關管可以實現軟開關， 面向中 高壓-寬電壓范

16、圍輸入、高可靠性中大功率變換應用，提出一種交錯 串并聯正激變換器。變換器由兩個低壓橋臂和一個高壓橋臂構成，3個橋臂形成兩個正激單元。其中，低壓橋臂開關器件電壓應力為輸入電壓的一半，高壓橋臂的電壓應力等于輸入電壓。該變換器繼承了雙管正激變換器可靠性高、電壓應力低、效率高的優點，同時開關管的 最大占空比可以達到0.67，是傳統雙管正激變換器最大占空比的1.33 倍，因此可以適應高壓、寬輸入范圍場合的應用；開關管占空比小于 0.5時，高壓橋臂開關管可以實現軟開關，工作過程先做如下假設：1)各功率MOSFET和二極管為理想器件，導通壓降為零；2)3個電容C1、C2和C3值都等于C;變壓器漏感Lleak

17、-1Lleak-2Lleak ;在死區時間內，濾波電感電流值i Lf不變。電路的一個開關 周期分為8個階段，主要波形如圖2(b)所示。再結合圖2(a)的開關驅 動時序圖和圖3 各階段工作電路來解釋(b) A 方aSWillCi如to ADq 不 2ELt5£|心】Li /YYYlDj(C)(d)打一h1) 模態1t112。在t1時刻前，Q1和Q3導通，Un能量經變壓器傳遞到副 邊，經整流二極管D5和D6給濾波電感Lf充電，電感電流上升。在t1時刻Q3被 關斷，當C3足夠大時Q3兩端電壓上升時間大于電流下降時間，Q3能實現零電壓關斷。此時，濾波電感Lf續流并折射到原邊，與電容C3和C2

18、諧振，使C3電 壓uds3從零開始上升，而C2電壓uds2從2Un開始下降，帶動變壓器原邊電壓uP下降。兩個變壓器繞組回路有：111 _ "ds3 _ “P _ Leak T °dz乙爲"ds3 + Z/P比止 ¥ = 0Idz與此同時，變壓器繞組P1的電流i 1迅速下降，繞組P2的電流i 2迅速上升，以 維持瞬間變壓器總磁場能量不變，即副邊電流值不變。假設初始t1時刻i 1=i 3=I p，根據節點電流定律有：結合基本電容公式：2二0缶/出當濾波電感上的能量足夠時，此階段時間很短，變壓器副邊仍然是二極管D5和D6導通。由式(1) (3)可解得各變量，但

19、求得的結果太復雜，不便分析。為簡 化分析，當濾波電感上的能量足夠且死區時間足夠時，系統在t2時刻進入穩態，有：= 0"ds3 = Ug <-/p/2L Ip / 2同樣解得此階段持續時間為112 =5CU n / IP (5)此時二極管D2導通，為實現Q3的ZVS開通創造了條件。2) 模態2t213。在t2時刻驅動Q2導通，此時uds2已經下降到零，故Q2實 現零電壓開通。此階段初始時刻副邊等效電路如圖4所示，Ron為原邊各導通電阻折算到副邊的 值與副邊繞組電阻值之和；LLeak為副邊漏感值加上原邊漏感折算到副邊值之和。則:圖4副邊等效工件電路當符合式（6）時，D4和D7承受正

20、壓導通，才會出現4個二極管共同導通的情況， 否則仍然是D5和D6續流。因本電路為實現軟開關需要加大漏感 LLeak,所以一般 不會在此階段出現4個二極管共同導通的情況，而該情況具體公式分析復雜，不 在本文贅述，可參考文獻21。下面討論本階段常見的D5和D6續流過程。此時原邊D2和Q1形成環流，變壓器 電壓近似為零，受副邊電感電流下降影響，原邊環流也隨之下降，各變量可表示 為二 D5 二 D® 二 Lf 二 JpNp /' Zf這個階段是原邊電流環流階段，電流方向如圖3所示，變壓器電壓維持為零。3）模態3t314。t3時刻Q1被關斷，因C1的存在，Q1實現零電壓關斷。流 經Q1

21、的電流i1迅速減小，使得原邊電流折射到副邊值小于濾波電感電流，因此二極管D4和D7導通，從而出現副邊4個二極管共通現象。變壓器被置于短路狀 態，在電路原邊形成了漏感Lleak-1、Lleak-2和電容C1，C3共同諧振現象；變 壓器副邊電流隨原邊諧振電流改變，而二極管共通電流之和維持著濾波電感電流 續流。udsl上升，uds3隨之下降。根據節點電流和環路電壓定律，有! | -二片 + Z2 « 二 C d"缶i dr b 二 Cdz/3 / d/幾 _ %3 = Leakl 1 擊 + %1 '% - "ds3 二 AjtakM /d/XNpg)/ZD5

22、- ZD7 = ?Lf二心仏)一久出/厶當漏感能量足夠時，udsl從零上升到Un , uds3從Un下降到零，i 1下降到零， i 2下降到等于i 3,D3導通，為Q3零電壓開通提供條件。用式(8)解udsl和uds3是 個四階方程，求解復雜。如果漏感的能量足夠，結合初始條件i1(t3)=i2(t3)，可簡化估計uds3下降到零及udsl上升到Un的時間為t34 =2CUn / i 1(t3 ) / 2 (9)如果漏感能量不足，在本階段結束時刻，uds3無法下降到零，udsl也無法上 升到Un。如果1/4諧振周期大于本區間時間，結束時刻uds3仍然在下降；反之 結束時刻uds3再次諧振上升，這

23、是需要避免的。4) 模態4t417。當漏感能量足夠時，在t4時刻uds3已下降到零，此時驅動 Q3 Q3實現了零電壓開通。如果漏感能量不足， Q3為硬開通。分析此模態，又 可以分為3個小階段。t415階段。Un作用在漏感Lleak-2上。當Q3實現ZVS原邊電流從初始 負值迅速上升；當Q3硬開通，原邊電流從近似零初始電流迅速上升。變壓器副 邊4個二極管迅速換流，D4和D7的電流逐漸增加，D5和D6的電流逐漸減小。 當原邊電流為負時，電流經過兩個反并二極管D2和D3流過；當電流上升到正值，Q2和Q3開 始流過正向電流并線性增加。圖3(d)中標注的虛線框和實線框代表本階段電流從負方向到正方向的轉換

24、。此階段變壓器電壓仍然為零，各電流有i 2 = i 3 = i (t4 ) + Undt / LLeak (10)當折射到副邊電流隨之上升到等于電感 Lf上的電流時，D5和D6關斷為零，只 剩下D4和D7導通。電路進入第2個階段。15t 6階段。變壓器副邊繞組電 壓開始迅速反向，導致變壓器原邊繞組P1的電壓也隨之反向。勵磁電感和C1諧 振，uds1從Un上升到2Un。up2從0上升到Un。電路進入下一個階段。t6t 7階段。此時電路工作在正常導通狀態，濾波電感Lf的電流線性上升， 有i Lf = i Lf ( t5 ) +( UsNs / NP - Uo )d t / Lf (11)在t7時刻

25、Q3被關斷，變換器開始另一半周期的工作，工作情況類似于上半個周 期。工作過程先做如下假設：1) 各功率MOSFET和二極管為理想器件，導通壓降為零；2) 3個電容C1、C2和C3值都等于C；3) 變壓器漏感 Lleak-1Lleak-2 Lleak ；4) 在死區時間內，濾波電感電流值iLf不變。再結合圖2(a)路來解釋的)f|12JVYY5) 電路的一個開關周期分為8個階段，主要波形如圖2(b)所示。 的開關驅動時序圖和圖3各階段工作電a£】皿1TX/NpzNpzNDjTT 77DsZfrwvDjD« 7T 77 D7Q2Ehh Cl-_,p<IQPl(d) /4r

26、?1) 模態1t112。在t1時刻前，Q1和Q3導通，Un能量經變壓器傳遞到副 邊，經整流二極管D5和D6給濾波電感Lf充電，電感電流上升。在t1時刻Q3被 關斷，當C3足夠大時Q3兩端電壓上升時間大于電流下降時間，Q3能實現零電壓關斷。此時，濾波電感Lf續流并折射到原邊，與電容C3和C2諧振，使C3電 壓uds3從零開始上升，而C2電壓uds2從2Un開始下降，帶動變壓器原邊電壓uP下降。兩個變壓器繞組回路有：幾-如-坯-J贄"%-伽+蚣-薯0與此同時，變壓器繞組P1的電流i 1迅速下降，繞組P2的電流i 2迅速上升，以 維持瞬間變壓器總磁場能量不變，即副邊電流值不變。假設初始t1

27、時刻i 1=i 3=I p，根據節點電流定律有：結合基本電容公式：2二0缶/出當濾波電感上的能量足夠時，此階段時間很短，變壓器副邊仍然是二極管D5和D6導通。由式(1) (3)可解得各變量，但求得的結果太復雜，不便分析。為簡 化分析，當濾波電感上的能量足夠且死區時間足夠時，系統在t2時刻進入穩態，有：= 0"ds3 = Ug <-/p/2L Ip / 2同樣解得此階段持續時間為112 =5CU n / IP (5)此時二極管D2導通，為實現Q3的ZVS開通創造了條件。2) 模態2t213。在t2時刻驅動Q2導通，此時uds2已經下降到零，故Q2實 現零電壓開通。此階段初始時刻副

28、邊等效電路如圖4所示，Ron為原邊各導通電阻折算到副邊的 值與副邊繞組電阻值之和；LLeak為副邊漏感值加上原邊漏感折算到副邊值之和。則:圖4副邊等效工件電路當符合式（6）時，D4和D7承受正壓導通，才會出現4個二極管共同導通的情況， 否則仍然是D5和D6續流。因本電路為實現軟開關需要加大漏感 LLeak,所以一般 不會在此階段出現4個二極管共同導通的情況，而該情況具體公式分析復雜，不 在本文贅述，可參考文獻21。下面討論本階段常見的D5和D6續流過程。此時原邊D2和Q1形成環流，變壓器 電壓近似為零，受副邊電感電流下降影響，原邊環流也隨之下降，各變量可表示 為二 D5 二 D® 二

29、 Lf 二 JpNp /' Zf這個階段是原邊電流環流階段，電流方向如圖3所示，變壓器電壓維持為零。3）模態3t314。t3時刻Q1被關斷，因C1的存在，Q1實現零電壓關斷。流 經Q1的電流i1迅速減小，使得原邊電流折射到副邊值小于濾波電感電流，因此二極管D4和D7導通，從而出現副邊4個二極管共通現象。變壓器被置于短路狀 態，在電路原邊形成了漏感Lleak-1、Lleak-2和電容C1，C3共同諧振現象；變 壓器副邊電流隨原邊諧振電流改變，而二極管共通電流之和維持著濾波電感電流 續流。udsl上升，uds3隨之下降。根據節點電流和環路電壓定律，有! | -二片 + Z2 « 二 C d"缶i dr b 二 Cdz/3 / d/幾 _ %3 = Leakl 1 擊 + %1 '% -