1、電子技術（綜合）課程設計題目名稱：音響放大器的設計班級： 電氣 1302 班學號：姓名：指導教師：吳建國日期：音響放大器的設計1. 設計任務和要求：(1) 具有對話筒與錄音機輸出信號進行擴音、音調控制、卡拉OK 伴唱等功能。(2) 主要技術指標：額定功率PO1 W （3%）；負載阻抗RL8；截止頻率fL40z ， fH10 kz ；音調控制特性： 1 kz 處增益為 0dB；100z 處和 10kz處有12 dB 的調節范圍； AVLALH20 dB；話筒放大級輸入靈敏度5 mV ；錄音機的輸出信號電壓為 100 mV ；輸入阻抗 Ri 20 。（為了保證設計內容的多樣性，技術指標部分可另取值

2、）。(3) 主要器件： VCC =+9V ；話筒（低阻 20 ）電子混響模塊一個； 集成功放 LA4102一只；集成運放 LM324 一只（或A741 3 只）；8/ 2W 負載電阻 RL 一只； 8/ 4W揚聲器一只。題目分析或內容摘要：這個音響放大器的設計過程為：首先確定整機電路的級數，再根據各級的功能及技術指標要求分配電壓增益，然后分別計算各級電路參數，通常從功放級開始向前級逐級計算。只需給定電子混響器電路模塊， 需要設計的電路為話筒放大器， 混合前置放大器，音調控制器及功率放大器。 根據題意要求，輸入信號為 5mV 時輸出功率的最大值為 lW ，因此電路系統的總電壓增益Au=PoPL

3、Ui=566(55dB) ，由于實際電路中會有損耗，故取 Au=600(55 ·6dB)，各級增益分配如圖4 所示。功放級增益 Au 4 由集成功放塊決定，取 Au 4 =100(40dB)，音調控制級在 fo=lkHz 時，增益應為 1(0dB)，但實際電路有可能產生衰減，取 Au3 =0.8 (一 2dB)。話放級與混合級一般采用運算放大器， 但會受到增益帶寬積的限制，各級增益不宜太大，取Au1 =7 5(175dB)， Au 2 =l(OdB) 。2. 設計方案甲類放大器作為一種最古老，效率最低，最耗電，最笨重，最耗資，失真最小的放大器前置放大級電路沃共射 -共基電路輸入音爾推

4、至末級頻信號漫恒壓源電路動功放級電路共射 -共基電路反饋電路圖 1前置放大電路框圖它有吸引人的音質。甲類放大器輸出電路本身具有抵消奇次諧波失真，且甲類放大器管子始終工作在線性曲線內，晶體管自始自終處于導通狀態。因此，不存在開關失真和交越失真等問題。甲類放大器始終保持大電流的工作狀態。所以對猝發性聲音瞬間升降能迅速反映。因而輸出功率發生急劇變化時，電源電流變化微乎其微。由這種強大的驅動者來推動揚聲器就能輕而易舉的獲得高保真的重放效果。為了能得到好的音質 ,在設計時 ,我采用了前后級分離。 前置低放和末級功放完全分離,甚至分開供電。 電路的方框圖如圖1 所示。3 電路組態與頻響的關系經過一期的學習

5、，我們學了各種放大電路及其組合形式。由于所選器件和組合形式的不同，不可避免地要造成諸如輸入阻抗、頻響、失真、信噪比等方面性能的指標差異，并且最終以音質方面的差異體現出來。3.1組態與頻響的關系選擇電路時，我們希望其頻響應盡量平坦寬闊，在整個音頻范圍內平衡度好。電路的轉換速率和失真也相對低。通過第五章的學習，我們了解到晶體管Cbe、Ccb 和 Co 的反饋或分流效應，造成輸入、輸出信號中的高頻分量減少，其中以Ccb 的影響最大。高頻信號經該電容反饋主生的 “密勒效應”，相當于在放大器輸出端并接了一個容量等于Cm(密勒電容 ) 的電容。 Cm 和 Ccb 的關系是：Cm=(1+Kv)C cb（ 1

6、）可以認為 Cm 是影響放大器高頻響應的主要因素。而耦合電容的容抗主要影響放大器低頻頻響。這些因素與電路組態有關。3.2共射 -共基差分的頻響3.2.1 共射 -共基電路R 3R 51.5k1.5kC通過學習我們知道共基放大器由于基極交流接地，集COUTV電極電容 Ccb 的反饋條件被破壞， Ccb 轉化為 CO（共T1VbT2基接地時晶體管的輸出電容） 。其影響比 Cm 自然小得多，而集電極與發射極之間的寄生電容基電路有很T3T4Ui好的高頻響應。 在音頻放大電路中， 共一般極小，管1 kR P 1圖 2R3共基差分電路R5子內部反饋的影響也小得多。 所以共基電路不單獨作共射-01. 5k4

7、1. 5kC2OUTC用，而是與共射或場效應管共源放大器直接耦合組成2VCT1T2共射 -共基或共源 -共基放大器。共射 -共基差分電路如VbC 22 4 0Q1Q2K170K1 70Ui1k RP 1圖 3共源 - 共基差放電路圖2所示。這種放大器取兩種放大器之長而避其短，不僅有很好的高頻響應和較高的增益，而且使共射管有恒定的 UCE。因 T1 有很高的輸出阻抗， T3 有很低的輸入阻抗，所以 T3 可將T1 的電流變化轉化成電壓的變化。 如圖 2 示，這就為 T1 提供了恒定的 UCE。UCE 恒定，可明顯改善 T1 的 值線性度，避免了上下半周放大量不一致而導致的失真。所以共射 -共基電

8、路是一款性能優良的放大器。共源 -共基電路眾所周知，場效應管具有輸入阻抗高，動態范圍大，噪聲系數小且與工作電流基本無關的特點。所以由場效應管和三極管組成的共源-共基差放電路在現代高保真放大器中應用更為廣泛。共源 -共基差放電路 3 所示。3.3互補對稱放大器的失真互補對稱放大器是用不同極性的放大器件（N 型或 P 型）構成的高保真放大器中最常用的放大器。其結構有互補對稱雙管放大器和互補對稱差分放大器兩種。信號由不同極性的器件分別放大后在其輸出端合成。由于它們工作在對稱放大狀態，具有類似差分的特性抵消失真中的偶次諧波，獲得較低的失真度。鑒于此，我在這里用了沃爾漫電路。形式如圖 4 所示。共射 -

9、共基電路有諸多優點，在信噪比方面的表現也不遜色。4 功放優化設計4.1DC 化無大環路負反饋功放電路為消除非線性失真和抑制零飄，一般晶體管功放的輸出端與輸入級之間加有大環路負反饋。研究表明，由于功放輸出端信號會因為晶體管極間電容的充電過程而被延遲，使輸出信號相位滯后于輸入信號。加環路負反饋后產生TIM 失真。+VCCR 3R 4R 5o ut1.5k2 0 k1.5ko utNT1C2240R6T2IC22401 1 kQ 1Q 2R 1K170K170C11 kR P 11 kR1 1R 2kQ 3Q 401 1 kR 701J 7 7J 7 7T3A970T4o utA970o utR 8

10、R 9R 1 01.5k2 0 k1.5k-VCC雖然晶體管的極間電容很小，相移的影響主要表圖 4沃爾漫電路現在高頻段。但對波形前沿很陡的音頻信號仍然產生明顯的影響。要避免TIM 失真，減少電路相移量的方法為治本之策。在功放電路中，輸出級晶體管的極間電容最大，可達幾百皮法上千皮法。若使反饋環路避開輸出級，反饋信號的相移將會明顯減少。TIM 失真也可明顯改善。于是設計時可將反饋信號的提取點移至電壓驅動級的輸出端，使輸出級不介入環路負反饋（即所謂無大環路負反饋）。這樣就縮短了反饋路經。使反饋信號的相移量盡可能小，同時又保留了負反饋給電路帶來的好處。輸出級介入反饋，還可以防止感性負載（即揚聲器）反向

11、感應電動勢帶入輸入級，引起交叉調制失真。綜合分析主電路部分如圖5 所示，音頻信號經 R1 緩沖進入 Q1 和 Q2 組成的雙差分輸入電路。 C1C2 R3R 4R 5C 7D1RP20.1 uR 141.5 k20 k1.5 k1 k15 0C 1 0T568 pNT1T2B647Q 5IC2240R6C224011 kT6K 214Q 1Q 2B647R 19OUTR 1K 170K 170R 124 701 kR 17R P1WR 216.8 k1kC 41M12C 8/R1 6C1 R22.2 ukT7*0.1 u9R 138WkQ 3Q 434D6 69R P3R 1810k201 1

12、k R 71D 310k/1 000p401J77J 771 kN2 R201OUTR 11C5D6 674 70Q 6T3T4T8J 77A 970A 970T9R 8R 9R 1 07.5 v R 15D6 6768 pC 3C 6D2 300C90.1 u 1.5 k20 k1.5 k0.1 u圖 5前置低放電路圖和 R2 對輸入信號中的高頻干擾起到旁路的作用。R2 作為輸入電阻 .Q1、T1，Q2、T2，Q3、T3 和 Q4、 T4 構成共射共基電路（也稱沃爾漫電路）這種電路最顯著的特點是具有失真低、頻響寬、增益高、線性好。 R4、 R6、RP1、R7、R9 構成分壓電路給 T1、T2

13、、T3、T4 的基極提供 12V 基極偏壓。這樣， Q1 Q4 四只結型場效應管的漏極工作電壓只有 11.3V （12-0.7）左右 ,保證了結型場效應管安全可靠地工作 ,這是因為結型場效應管的工作電壓較低 ,不能直接工作在較高的電壓下。 RP1(兼作輸出級輸出中點電位的調節 )為輸入電路靜態電流的調節電阻 ,設計時輸入級靜態電流設定在 1.4mA 左右。這樣， R3、R8 上產生 2.1V 壓降作為下一級電路的偏置電壓。電壓放大級同樣是由T5 、T6、T7、 T8 構成共射共基電路。D1、R16、D2 為 T6、T8的基極供基準工作電壓。調節RP3 將該級的電流設定在4.8mA 左右， R3

14、6 上電壓降為1.45V。正負半周的信號經 T9 T13 共射放大電路后由其集電極進入 T10、 T12 組成的共基電路，并從兩 管的集電極輸出，經 R37、R38 緩沖送入 Q5、Q6 組成的末級電路。T7、 R17、 D3 、RP3 構成恒壓電路，調節RP3 可以改變 Q5, Q6 兩管柵極電位差，從而改變末級靜態工作電流。C6、C7 及輸入級的 C2、C3 為高頻退耦電容，減少了電源的調頻內阻過大引起自激的可能。關于末級管 5、6 電流到底設計在多大， 以前有人作過探討，結論是靜態電流大于80mA 后，膽味才更濃郁。為了獲得10W 左右的功率，本設計中將Q5、 Q6 的靜態電流設計在80

15、mA 左右。如果想得到更大一點的功率，我們可以改變末級功放的電源電壓，把場效應管的漏極電流調到100mA 左右。這樣，不僅有大的功率，而且有膽機的味道。場效應管屬電壓控制器件，柵極輸入阻抗高，靜態電流調大時，會產生寄生振蕩，解決的辦法是在Q5、Q6 的柵漏之間并聯C10、C9來消除。 R18、R21 為末級管的源級電阻，當該級電流為100mA 時，其上的壓降為2V左右。R11、 R12、R13、 C4、C5 組成電壓反饋網絡，這種反饋的特點是：通頻帶、轉換速率等指標最優（在該電路中） 。 R11、R13 將整機的閉環電壓放大倍數定在 10 倍左右，這也是前級電路常規的放大倍數設定方法。至于相位

16、補償電容C5 的使用，有一個原則是能小則小，能不用則不用。 C5 的使用影響整機的轉換速率，使整機的動態變軟（ C5 在這里可以不用，不會產生自激） 。電路特點：靜態下沒有噪音，噪聲系數低，背景干凈，動態范圍大，電路簡單且易于集成， 穩定性高。音頻放大電路中均采用了高音頻專用管，使整機提高了信噪比。 提高了轉換速率且減少開關失真。 推動管采用了 2SK214 和 2SJ77 并將推動管的工作點調至最佳工作狀態。有了優秀的功放電路， 還得選擇優質的元件來組裝。 功放的音質幫能有保證。 正所謂“寶馬配金鞍”吧！胡亂地東拼西湊，忽略了對元件品質的要求，再優秀的線路相信也不一定能出靚聲。本功放對各部分

17、元件的品質要求較高。總的來說，本機播放的音樂定位準確、平穩、樂器質感逼真、自然、動態范圍寬，瞬態響應訊速靈敏，干凈利落。5.1 音源切換電路1 k* 6T APE-LR1R6音源切換電路如圖6 所示。采T APE-RT UR-LkT UR-RCD-Lk用小型繼電器，最大限度地縮CD-R6k3 RCA15*k*0Vk短了小信號的傳輸路線， 這也0211R1 2AkR82R1 0R1 3KAUX1是中高當功放電路常用的形-L1 k * 4AUX1-RAUX2-LAUX2-RTU R SW -6WAYRE C-LRE C-R1TA PE3 RCA21 0 k * 21 0 0 k * 4C DAUX

18、 123456AUX 2K1 BCDK2 BT UR K3 B T APE K4 B AUX1 K5 B AUX2L -inR-in123456圖 7切換開關圖 6音源切換電路CON6式。通過固定在面板上的五擋切換開關，控制五路繼電器。 所用繼電器為直流通道12V，直流電阻700 歐左右。繼電器的12V 電壓由穩壓電源正端取出經集成穩壓IC1（ LM7812 ）穩壓，供五路繼電器和其它附屬電路使用。圖 7 是一個音源選擇開關，它可以固定在面板上。電源電路圖 8 是該電路的電源電路。集成穩壓電源 7812 為音源選擇電路提供 12V 電源。主電源部分為前置放大電路提供± 31.5V 的

19、電壓。5.3 末級功放電路下面介紹末級功放的設計要求。在設計末級功放時，我們可以根據以下條件來選擇。電源電壓與晶體管的選擇應根據：C 1 2C 1 31 0 0 u /2 5 VC 1 1IC 10.1 u圖 8電源電路 0.1 uLM7812+12 V1N4004+31.5VD 124*v*0450/D 236*20U40N 2D 412D 3D669AD 5T2R 1C 11.8 KT11 000U/ 3 5V*2C 1 42C 30.1u*C 5UC 945D 6C 61.3 3 V03 3 VD 7C 8C 9T40. 1U*2C 2C 4C 1 5R 2A 7330.1u1.8 KT

20、3B649A-31.5V圖 8電源電路圖VCC=（2）來確定。為了留有余量，實際電壓值應比計算值高出3 5。對輸出管的要求： 為 40 80， fT 20M， BRCEO 2VCC（ 3）ICM VCC/R L（ 4）PCM=2（ 0.05VCC2/RL ） +VCCIC（ 5）我們可以根據以上的公式來確定三極管的型號。如圖9 所示，這是二級推挽射極接地功放。+VCC這個末級功放工作在甲類狀態。三極管的型號已在圖 9 中標明。表 1 所示是它的一R 21 0INR 11 0T3T4C5200C5200R 5R 70.22/2W *4 L1些主要參數。當前面的低放管Q5、 Q6 的漏極電流

21、77; 80mA 時， 圖 9 所示功放輸outR 6R 8C 1A 1943A 1943W1 0 4R 42T1T2/R 901出功率 PO:IN10* 2R 3-VCCPO=2*0.7*810W圖 9末級功放電路末（ 6）表 1 末級功放管的主要參數表三極管型號特征頻率C-E 間的擊穿電C 最大充許電C 最大耗散功fT壓 BRCEO流 ICM率 PCM2SC5200FT 30MICM 15APCM 150WBRCEO 160V2SA1943FT 30MBRCEO-160VICM -15APCM 150W甲類放大器作為一種最古老， 效率最低，最耗電，最笨重，最耗資，失真最小的放大器，在當今眾

22、多性能優良的放大器中，它仍有吸引人的音質。甲類放大器輸出電路本身具有抵消奇次諧波失真， 且甲類放大器管子始終工作在線性曲線內，晶體管自始自終處于導通狀態。因此，不存在開關失真和交越失真等問題。甲類放大器始終保持大電流的工作狀態。所以對猝發性聲音瞬間升降能訊速反映。因而輸出功率發生急劇變化時，電源電流變化微乎其微。由這種強大的驅動者來推動揚聲器就能輕而易舉的獲得高保真的重放效果。5.4 揚聲器保護電路揚聲器保護電路如圖10 所示是一個三極管式正、負1 2VR31 5KINR14. 7KT3R2T2向直流電壓檢測電路。對3D G63. 9KK1 BT4T1其原理作簡要說明。C 1T0 08D 13

23、D G62 C PK1 AC 2k圖 10揚聲器保護電路T3 為正向直流電壓檢測器，T1、T4 為負向直流電壓檢測器。正常時，T3 基極電位為0V ，T1T4 均截止， K1 的常閉觸點不動。當T3 基極電位± 0.7V 時， T1 的集電極電位約 0.2V 。T2 飽和導通， K1 吸合，斷開揚聲器起到保護作用。tuo1409C1RCCC1CV0V+L-032W 2/015TC7483*RWR492210/AT2052642.5R0RTC340091111AT2214*30R RR1R4 01 5R 12PkR1 1D7Ck55.R14k0R2k35.R12 uC 1.0L1 為自

24、制電感，由 為418712165 2RR70Q KQ J19CppCu890008616178 .27R4C0WR42 *2/0 27k3k8P01 .RR61圖779377路54646696電6676D66TBT BDD8T D總T506T11R01Rv3521.8414N17 D圖3619 3kuRkCW 1 /01M.21u1502C14 .kRC 211014R0k422Q41520.T C27T 0R1717k6k Q177991KP kJA0R 1R 1RR200k0k4127177852119.173Ru1CQ K3JATT1Q3 .C 021mm漆包線1在k鉛筆R上繞10 匝左

25、右脫胎而成，順繞、反繞均可。R 1k0 0 1N I1pC0012.1 音響放大器的基本組成如圖2.1 。各部分電路的作用如下：圖 2.1 音響放大器的組成圖話筒放大器由于話筒的輸出信號一般只有5mV 左右，而輸出阻抗達到20kf) 亦有低輸出阻抗的話筒 (如 20Q，20012 等)，所以話筒放大器的作用是不失真地放大聲音信號(最高頻率達到10kHz)。其輸入阻抗應遠大于話筒的輸出阻抗。電子混響器電子混響器的作用是用電路模擬聲音的多次反射，產生混響效果，使聲音聽起來具有一定的深度感和空間立體感。在“卡拉OK"( 不需樂隊，利用磁帶伴奏歌唱)伴唱機中，都帶有電子混響器。 電子混響器的

26、組成如圖所示，其中 BBD 器件稱為模擬延時集成電路，內部由場效應管構成多級電子開關和高精度存貯器。在外加時鐘脈沖作用下，這些電子開關不斷地接通和斷開，對輸入信號進行取樣、保持并向后級傳遞，從而使BBD的輸出信號相對于輸人信號延遲了一段時間。BBD的級數越多，時鐘脈沖的頻率越高，延遲時間越長。BBD配有專用的時鐘電路，如MN3102時鐘電路與MN3200系列的BBD器件配套。電子混響器的電路如圖3 45 所示，其中兩級二階(MFB) 低通濾波器 A ，、A ：濾去 4kHz( 語音 )以上的高頻成分，反相器 A3 用于隔離混響器的輸出與輸入級間的相互影響。 RPl 控制混響器的輸入電壓， RP

27、2 控制 MN3207 的輸出平衡以減小失真， RP3 控制延時時間， RP4 控制混響器的輸出電壓。其實驗電路如圖。混合前置放大器混合前置放大器的作用是將磁帶放音機輸出的音樂信號與電子混響后的聲音信號進行混合放大。其電路如圖所示一個反向加法電路，輸出與輸入電壓間的關系為UoRFU 1RFU 2(21)圖R1R2式中U1話筒放大器輸出電壓；圖混合前置放大器U2錄音機輸出電壓。圖電子混響器的組成圖圖電子混響延時器實驗電路3. 主要技術指標的測試方法3.1 額定功率音響放大器輸出失真度小于某一數值(如<5)時的最大功率稱為額定功率，即POU O2（3.1）RL式中 R L 額定負載阻抗；U

28、O (有效值 )-R L 兩端的最大不失真電壓。測量 PO 的條件：信號發生器輸出頻率f1=lkHz ，輸出電壓 Ui=20mV ，音調控制器的兩個電位器 RPl、RP2 置于中間位置，音量控制電位器RP3 置于最大值，雙蹤示波器觀測 Ui 及 Uo 的波形，失真度測量儀監測 Uo 的波形失真。測量 Po 的步驟是：功率放大器的輸出端接額定負載電阻 R L (代替揚聲器 )，輸入端接 Ui ，逐漸增大輸入電壓 Ui ，直到 Uo 的波形剛好不出現削波失真 (或 <3 )，此時對應的輸出電壓為最大輸出電壓，由式（ 4.1）即可算出額定功率 Po，請注意，最大輸出電壓測量后應迅速減小 Ui

29、，否則會因測量時間太久而損壞功率放大器。3.2 頻率響應放大器的電壓增益相對于中音頻率fo(1kHz) 的電壓增益下降 3dB 時所對應的低音頻率 f L 和高音頻率f H 稱為放大器的頻率響應。測量條件同上，調節RP3 使輸出電壓約為最大輸出電壓的50。測量步驟是：話筒放大器的輸入端接Ui=20mV ，輸出端接音調控制器，使信號發生器的輸出頻率 f i 從 20Hz 50kHz 變化 (保持 Ui=20mV 不變 )，測出負載電阻 R L 上對應的輸出電壓 Uo，用半對數坐標紙繪出頻率響應曲線， 并在曲線上標注 f L 與 f H 值。3.3 音調控制特性Ui(=100mV) 從音調控制級輸

30、入端耦合電容加入，Uo 從輸出端耦合電容引出。先測lkHz處的電壓增益 Au( 0dB)，再分別測低頻特性和高頻特性。測低頻特性：將RPl 的滑臂分別置于最左端和最右端時，頻率從20Hz lkHz 變化，記下對應的電壓增益。同樣，測高頻特性是將RP2 的滑臂分別置于最左端和最右端，頻率從(1 50)kHz 變化，記下對應的電壓增益。最后繪制音調特性曲線，并標注f l 1 、 f x 、 f l 2 、 f 0 1kHz、 f H 1 、f H 2 等頻率對應的電壓增益。A V /dB20dB/10倍頻201730 3f Hxf/HzfL xf 0(1kHz) 17 20fL1f L2f H1f

31、H2音調控制器只對低音頻與高音頻的增益進行提升與衰減，中音頻的增益保持0dB 不變。因此，音調控制器的電路可由低通濾波器與高通濾波器構成。頻率；fH1 表示高音頻區的中音頻轉折頻率；fH2( 等于 10fH1) 表示高音頻轉折頻率，一般為幾十千赫茲； f0（等于 1kHz ）表示中音頻率，要 fL1 表示低音頻轉折頻率，一般為幾十赫茲；fL2( 等于 10fL1) 表示低音頻區的中音頻轉折求增益AV0=0dB 。音調控制器的電路可由低通濾波器與高通濾波器構成R1RP1R2C1C2R4C4C5viC3voR3RP2設電容 C1=C2>>C3，在中、低音頻區， C3 可視為開路，作為低

32、通濾波器；在中、高音頻區， C1、C2 可視為短路，作為高通濾波器。3.4 輸入阻抗從音響放大器輸入端 (如話筒放大器輸入端 )看進去的阻抗稱為輸入阻抗 Ri 。如果接高阻話筒， Ri 應遠大于 20k 。接電唱機， Ri 應遠大于 500k 。Ri 的測量方法與放大器的輸入阻抗測量方法相同。3.5 輸入靈敏度使音響放大器輸出額定功率時所需的輸入電壓 (有效值 )稱為輸入靈敏度。測量條件與額定功率的測量相同， 測量方法是，使 Ui 從零開始逐漸增大直到 Uo 達到額定功率值時對應的電壓值，此時對應的 Ui 值即為輸入靈敏度。3.6 噪聲電壓音響放大器的輸入為零時，輸出負載R L上的電壓稱為噪聲

33、電壓UN 。測量條件同上，測量方法是，使輸入端對地短路，音量電位器為最大值，用示波器觀測輸出負載RL 的電壓波形，用交流電壓表測量其有效值。3.7 整機效率PO100%(37)PC式中 Po輸出的額定功率；Pc輸出額定功率時所消耗的電源功率。設計一音響放大器，要求具有電子混響延時，音調輸出控制、卡拉OK 伴唱，對話筒與放音機的輸出信號進行擴音。4. 4 設計內容這個音響放大器的設計過程為：首先確定整機電路的級數，再根據各級的功能及技術指標要求分配電壓增益， 然后分別計算各級電路參數， 通常從功放級開始向前級逐級計算。只需給定電子混響器電路模塊，需要設計的電路為話筒放大器，混合前置放大器，音調控制器及功率放大器。根據題意要求，輸入信號為5mV 時輸出功率的最大值為lW ，因此電路系統的總電壓增益 Au=PoPL Ui=566(55dB) ，由于實際電路中會有損耗， 故取 Au=600(55·6dB)，各級增益分配如圖4 所示。功放級增益Au 4 由集成功放塊決定，取Au4 =100(40dB)，音調控制級在 fo=lkHz 時，增益應為 1(0dB)，但實際電路有可能產生衰減， 取 Au3 =0.8 (一 2dB)。話放級與混