1、移相全橋電感箝位的軟開關電路設計摘要： 本文介紹了一種移相全橋電感箝位的軟開關電路，該電路采用二極管和電感的第二繞組將電感電壓箝位，以此在輸出二極管反向恢復結束時，提供一個能量釋放的通道，避免了輸出二極管關斷時產生的尖峰和振蕩，減少了二極管損耗，提高電路的性能和可靠性。本電路適用于一次電源、工業電源、電力操作電源等采用的全橋移相電路。關鍵詞： 一. 適用范圍該單元電路普遍適用于移相全橋電路。二. 規范滿足的技術指標（特征指標）使用指標為：輸入直流電壓范圍：400435Vdc輸出電壓：4258V開關頻率：100kHz輸出電流：最大60.5A輸出功率：2900W三. 詳細的電路圖圖1電路圖說明：1

2、. HV+/HV-DCVOUT為PFC直流母線電壓正/負+48V輸出端；2. VO+/VO-為DCDC直流輸出電壓正/負+48V端。3. 輸出為R237電阻的1腳，圖中電路輸出為12V，可以驅動光耦或者直接做為電平控制，其他應用場合需要進行匹配電路設計。四. 工作原理和參數計算（一）：背景傳統的移相全橋電路（圖2）是一種十分優秀的DCDC變換器，利用輔助電感能量來實現開關管的零電壓開關，減小了開關管的開關損耗。它具有電路和控制簡單、開關管容易實現軟開關、電路效率高、EMI小等優點，被譽為最佳的DCDC變換器之一。傳統的移相全橋電路已經批量應用，其設計已經十分成熟。可是由于增加了輔助電感，在副邊

3、二極管反向恢復過程時，二極管會產生了較大的電壓尖峰和振蕩，增大了二極管開關損耗，使電路的EMI變差。如果提高二極管耐壓， 二極管的反向恢復時間更長，會使電路的性能更差。圖2: 傳統的移相全橋電路 為此提出了一些解決方法，如采用軟恢復的輸出二極管、采用RC吸收等等。Richard Redl等【1】提出的二極管箝位電路（圖3）是一種較好的解決方案。他采用在變壓器和電感之間增加兩個箝位二極管，使輸出二極管在反向恢復時間存在電感的多余能量釋放到輸入電源中，使輸出二極管的尖峰電壓箝位。In-Dong Kim等【2】提出的第三繞組變壓器電壓箝位電路（圖4）也是一種十分優秀的解決方法。他采用四個箝位二極管和

4、一個箝位繞組，使原邊的變壓器電壓被箝位在一定比例的輸入電壓，其比例關系可以通過箝位繞組的匝數來調節。圖3:二極管箝位的移相全橋電路圖4:變壓器第三繞組箝位的移相全橋電路在圖1電路，它采用諧振電感的箝位繞組來實現諧振電感的電壓箝位，在保留原有軟開關特性同時，同樣能解決二極管反向恢復帶來的問題，故稱之為“諧振電感箝位的軟開關移相全橋電路”。在諧振電感支路串一個電阻是為了保證電路在每個開關周期中，將諧振電感的多余能量及時消耗掉，消除二極管反向恢復造成的影響，提高了電路的可靠性。本電路也可以不串聯電阻（如圖5），但電路可靠性不如有串聯電阻的電路。圖5:不串電阻的電感電壓箝位的移相全橋電路二：方案原理圖

5、5為我們采用的諧振電感箝位軟開關電路，其特點是在傳統的移相全橋電路的諧振電感上增加一個第二繞組箝位繞組，箝位繞組的一端與橋臂的中點連接，另一端通過兩個二極管分別箝位在正負輸入母線上。諧振電感與箝位繞組的匝比為k，一般取k>1。圖1為典型的實用電路，電路中在箝位電感回路中串聯一個電阻。我們將以圖5為例，介紹一下本電路的工作原理。對于移相全橋電路，器件本身的寄生參數在開關轉換過程中對電路的特性有顯著的影響，因此我們首先考慮器件的寄生參數的影響，給出等效的電路圖進行分析。考慮寄生參數，圖5電路可以簡化等效為如下的電路（圖6），其中Cs為等效的寄生電容。圖6:等效的電感電壓箝位移相全橋電路結合圖

6、6的等效電路，將整個電路劃分為多個電路模式進行具體分析，在此給出關鍵幾個過程的分析：模式1：t0時刻 能量反饋結束模式2：t0-t1 電流線性上升階段Q1Q3均已經導通，t1時刻電感電流ILr達到Io/n, 由于諧振電感繞組與箝位繞組繞組匝比k>1，因此D6不會導通。模式3：t1-t2 輸出二極管反向恢復階段 由于輸出二極管存在反向恢復特性，因此DR2不能馬上關斷，因此變壓器繼續被短路，電感電壓為輸入電壓，原邊諧振電感的電流繼續線性上升，DR1的電流也繼續線性上升，DR2有一個線性上升的反向電流，各個電流的關系式同模式2。 經過trr時間后，即t2時刻，二極管反向恢復結束，此時：圖7:

7、模式3階段的等效電路和電流方向模式4：t2-t3 諧振階段 由于寄生電容的存在，原邊電流需要向變壓器的寄生電容充電，副邊電流向DR2的反向結電容和RC吸收電路充電，因此諧振電感與等效的電容寄生參數Cs諧振。圖9: 模式4階段的等效電路和電流方向此時：當VcsVin時，諧振電感電壓降至零并開始反向，此時箝位二極管準備D5導通，此階段結束，電感電流達到最大值。模式5：t3-t4 箝位階段 t3時刻箝位二極管D5導通，此時變壓器和寄生電容的電壓被箝位在Vin，諧振電感多余的能量通過D5和Q1回路釋放。為了加快多余能量的釋放，在此增加了電阻Rc，因此：其中Vds1為Q1的開通漏源壓降，Vdf5為D5的

8、正樣導通電壓。如果采用圖5電路不要R限流，則Lr的電流下降方式為：從上面幾個公式看，增大諧振電感和箝位繞組的變比k，有利于使電感的多余能量盡快釋放完畢。在t4時刻，D5的電流降至零，D5零電流關斷（DCM）。為使D5在Q1關斷前的電流降至零，可以通過調整比例系數k和電阻值來保證。 圖9: 模式5階段的等效電路和電流方向模式6：t4-t5 功率輸出階段模式7:t5-t6 諧振階段1 t5時刻，Q1管關斷，此時C1充電，C2放電，直至Q2的體二極管D2導通。此時諧振電感承受反壓，電感電流減小。由于變壓器電流受輸出電感箝位，因此寄生電容Cs向變壓器放電，寄生電容電壓下降。此時C1、C2、Cs和Lr均

9、參與諧振。模式8:t6-t7 諧振階段2 t6時刻Q2的體二極管導通，C1C2退出諧振。此階段Q2可以零電壓開通，Lr Cs繼續諧振，Lr的電流繼續減小，Cs的電壓下降，但還未到零，因此變壓器承受正向電壓Vcs， DR1繼續導通，變壓器電流為Io/n。本階段到t7時刻，Vcs的電壓降至零為止。圖11: 模式8階段的等效電路和電流方向模式9:t7-t8 箝位階段 t7 時刻，變壓器電壓為零，輸出二極管DR2開始導通，變壓器被短路。輸出二極管DR2的電流線性上升，DR1的電流線性下降。變壓器原邊的電流也線性下降，但在t7時刻，變壓器電流IpIo/n，大于諧振電感電流，因此箝位二極管D6導通，電流方

10、向如圖所示，以彌補不足的諧振電感電流。在t8時刻，變壓器原邊電流下降到ILr，此時箝位繞組電流補充諧振電感的電流也降至零。圖13: 模式9階段的等效電路和電流方向模式10:t8-t9 環流階段模式11:t9-t10 諧振階段 t9時刻Q4關斷，此時Lr與C1C2諧振，C1放電，C2充電，直至Q3的體二極管導通為止。模式12:t10-t11 能量反饋階段諧振電感的能量繼續反饋給輸入電源，在t11時刻Q3導通。在Q2Q3導通進入了另半個模式周期，其電路分析與前面12個模式雷同。結合以上分析，箝位電路關鍵是能對消除輸出二極管的反向恢復產生的影響，因此給出二極管反向恢復期間的相關波形以助分析。圖15：

11、輸出二極管反向恢復期間的相關波形分析對于輸出二極管的箝位電壓與額定值有個2*dV/n的壓差，dVk（VRc+Vd5+Vds1）/n由于漏感的存在和箝位二極管導通需要時間，當箝位開始和結束時，會出現小尖峰和短暫的振蕩后達到額定反壓。從圖上看出，由于寄生電容（包括各種吸收電容）的存在，二極管反向電壓慢慢上升到高壓，同時最高反壓被箝位，因此其恢復特性得到很好解決。同時增加的箝位二極管管工作于電流斷續模式（DCM），其關斷自然為軟關斷，因此電路整體性能得到提高。五. 設計調試要點本電路的設計比較容易，只需在諧振電感上引出第二繞組，并通過二極管箝位即可。在實際設計調試過程中，需要注意幾點：1） 為了保證

12、箝位二極管的可靠工作，最好讓其工作于電流斷續模式，因此必須在箝位繞組上串連一個吸收電阻，盡快將多余能量消耗掉，使電流降至零。串聯電阻后不必擔心效率的下降，實驗表明串聯電阻對效率影響不大，反而使電路更可靠。2） 箝位繞組最好能與電感繞組并繞，以減少漏感。3） 流過箝位繞組的電流隨溫度的上升會變大，原因是溫度越高，二極管的反向恢復時間越長導致。因此設計時必須考慮高溫工作時電路的元器件余量。4） 電阻的損耗是比較大的，實際設計電路必須考慮通過布局提供散熱條件，或者采用帶散熱器的電阻。5） 在一定范圍內電阻的大小對效率和電阻損耗影響不大，因此在保證箝位繞組電流在每個開關周期都能降到零之外，吸收電阻的阻值應適當選大。電阻確定后，應采用試驗來驗證。6） 電阻參數的選取，箝位繞組的電流等在理論上比較難以確定，必須通