1、基于UC3844控制芯片的電路設計及調試開關電源被譽為高效節能電源，它代表著穩壓電源的方向，現已成為穩壓電源的主流產品。開關電源采用功率半導體器件作為開關的器件，通過周期性間接工作，控制開關器件的占空比來調整輸出電壓。單端反激式開關電源是一種成本最低的電源電路，輸出功率為20W100W，工作頻率在20kHz200kHz之間，可以同時輸出不同的電壓，而且具有較好的電壓調整率。開關穩壓電源的反饋回路決定了開關電源的精度和整體性能。傳統的開關電源反饋回路從變壓器輸入端取電壓，沒有隔離，響應慢，抗干擾能力差。本文介紹一種基于電流型PWM芯片UC3844的開關電源的反饋回路改進，采用可調式精密并聯穩壓器

2、加光電耦合器接法，具體使用TL431加PC817。這種方法由于使用了精密電壓源做控制參考電壓，控制精度非常高，性能穩定。1 UC3844原理與特性UC3844（如圖1）是安森美公司生產的高性能、固定頻率、電流模式控制器，廣泛應用于中小功率的DC-DC開關電源。該集成電路的特點是：具有振蕩器、溫度補償的參考、高增益誤差放大器、電流取樣比較器和大電流圖騰柱輸出，是驅動功率MOSFET的理想器件。圖1 UC3844 芯片UC3844相對于同系列的UC384x，最大的優點是占空比不超過50%，防止開機瞬間或負載短路時，變壓器可能出現的飽和現象。UC3844采用DIP-8封裝，其內部結構框圖如圖2所示，

3、其管腳說明如表1所示圖2 UC3844內部框圖表1 UC3844管腳說明 該芯片的主要功能有：內部采用精度為±20的基準電壓為500V，具有很高的溫度穩定性和較低的噪聲等級；振蕩器的最高振蕩頻率可達500kHz。內部振蕩器的頻率同腳8與腳4間電阻Rt、腳4的接地電容Ct的關系如式(1)所列，即壓。緩沖電路的二極管一般選擇快速恢復二極管，而變壓器二次側的整流二極管一般選擇反向恢復電壓較高的超快恢復二極其內部帶鎖定的PWM(Pulse Width Modulation)，可以實現逐個脈沖的電流限制；具有圖騰柱輸出，能提供達1A的電流直接驅動MOSFET功率管。2 常用電路的典型結構 基于

4、UC3844的開關電源的電流反饋電路典型結構如圖3所示。220V交流電壓經整流濾波后，得到300V直流電壓，主要功率經串聯于高頻變壓器初級繞組N1，到大功率MOSFET開關管V1集電極，在UC3844的控制下，開關管V1周期性地導通和截止。300V直流電壓的另一路經R2降壓后，施加到UC3844的供電端（7腳），為UC3844控制器提供啟動電源電壓，此設計中UC3844采用恒定頻率方式工作。電路啟動后，8腳輸出一個+5.0V的基準參考電壓，作用于定時元件R5、C6上，在4腳產生穩定的振蕩波形，振蕩頻率=1.8/R4×C6，6腳輸出驅動脈沖激勵開關三極管V1在導通和截止之間工作。UC3

5、844對于輸入電壓的變化立即反映為來自N2電感電流在取樣電阻R3上的電壓變化，不經過外部誤差放大器就能在內部比較器中改變輸出脈沖寬度。圖3 UC3844的開關電源的電流反饋電路典型結構這種傳統的電流反饋回路結構簡單具有容易布線、成本低的優點，但是電路的缺點在于反饋不能直接從輸出電壓取樣，輸出電壓穩壓精度不高，當電源的負載變化較大時很難實現精確穩壓；同時沒有隔離，抗干擾能力也差，在負載變化大和輸出電壓變化大的情況下響應慢，不適合精度要求較高或負載變化范圍較寬的場合，為了解決這些問題，可以采用可調式精密并聯穩壓器TL431配合光耦。3 反激拓撲結構電源的設計及穩壓工作原理單端反激變換器，所謂單端，

6、指高頻變壓器的磁芯僅工作在磁滯回線的一側，并且只有一個輸出端；反激式變換器工作原理，當加到原邊主功率開關管的激勵脈沖為高電平使MOSFET、開關管導通時，整流后的直流電壓加在原邊繞組兩端，此時因副邊繞組相位是上負下正，使整流二極管反向偏置而截止，磁能就儲存在高頻變壓器的原邊電感線圈中；當驅動脈沖為低電平使MOSFET開關管截止時，原邊繞組兩端電壓極性反向，使副邊繞組相位變為上正下負，則整流二極管正向偏置而導通，此后儲存在變壓器中的磁能向負載傳遞釋放。圖4中MOSFET功率開關管的源極所接的R12是電流取樣電阻，變壓器原邊電感電流流經該電阻產生的電壓經濾波后送入UC3844的腳3，構成電流控制閉

7、環。當腳3電壓超過1V時，PWM鎖存器將封鎖脈沖，對電路啟動過流保護功能；UC3844的腳8與腳4間電阻R16及腳4的接地電容C19決定了芯片內部的振蕩頻率，由于UC3844內部有個分頻器，所以驅動MOSFET功率開關管的方波頻率為芯片內部振蕩頻率的一半；圖5中變壓器原邊并聯的RCD緩沖電路是用于限制高頻變壓器漏感造成的尖峰電壓。變壓器副邊整流二極管并聯的RC回路是為了減小二極管反向恢復期間引起的尖峰。MOSFET功率管旁邊的RCD緩沖電路是為了防止MOSFET功率管在關斷過程中承受大反管。圖4 MOSFET功率管驅動電路及UC3844外圍電路圖5 電壓器的外圍電路圖6 由TL431及光耦組成

8、的輸出電壓反饋電路電路的反饋穩壓原理：(輸出電壓反饋電路如圖4所示)，當輸出電壓升高時，經兩電阻尺R6、R7分壓后接到TL431的參考輸入端(誤差放大器的反向輸入端)的電壓升高，與TL431內部的基準參考電壓25 V作比較，使得TL431陰陽極間電壓Vka降低，進而光耦二極管的電流If變大，于是光耦集射極動態電阻變小，集射極間電壓變低，也即UC3844的腳1的電平變低，經過內部電流檢測比較器與電流采樣電壓進行比較后輸出變高，PWM鎖存器復位，或非門輸出變低，于是關斷開關管，使得脈沖變窄，縮短MOSFET功率管的導通時間，于是傳輸到次級線圈和自饋線圈的能量減小，使輸出電壓Vo降低。反之亦然，總的

9、效果是令輸出電壓保持恒定，不受電網電壓或負載變化的影響，達到了實現輸出閉環控制的目的。此設計中，輸出電壓通過兩電阻分壓并經TL43 1的內部誤差放大器后，經過光耦接UC3844的誤差放大器的腳1，而反向輸入端腳2直接接地，輸出電壓反饋直接聯接到腳1，而不是腳2，略過了UC3844的內部誤差放大器，這使得電源的動態響應更快，因為放大器用作信號傳輸時有一定的傳輸時間，輸出與輸入并不是同時建立，不用UC3844內部誤差放大器，把反饋信號的傳輸縮短了一個放大器的傳輸時間，從而電源的動態響應更快。4 電源的參數設計及損耗分析41 變壓器原邊電感設計411 MOSFET開關管工作的最大占空比Dmax式中：

10、Vor為副邊折射到原邊的反射電壓，當輸入為AC 220V時反射電壓為135V；VminDC為整流后的最低直流電壓；VDS為MOSFET功率管導通時D與S極間電壓，一般取10V。412 變壓器原邊繞組電流峰值IPK變壓器原邊繞組電流峰值IPK為式中：為變壓器的轉換效率；Po為輸出額定功率，單位為W。413 變壓器原邊電感量LP式中：Ts為開關管的周期(s)；LP單位為H。414 變壓器的氣隙lg式中：Ae為磁芯的有效截面積(cm2)；B為磁芯工作磁感應強度變化值(T)；Lp單位取H，IPK單位取A，lg單位為mm。42 變壓器磁芯反激式變換器功率通常較小，一般選用鐵氧體磁芯作為變壓器磁芯，其功率

11、容量AP為式中：AQ為磁芯窗口面積，單位為cm2；Ae為磁芯的有效截面積，單位為cm2；Po是變壓器的標稱輸出功率，單位為W；fs為開關管的開關頻率；Bm為磁芯最大磁感應強度，單位為T；為線圈導線的電流密度，通常取200300Acm2，是變壓器的轉換效率；Km為窗口填充系數，一般為0204；KC為磁芯的填充系數，對于鐵氧體為10。根據求得的AP值選擇余量稍大的磁芯，一般盡量選擇窗口長寬之比較大的磁芯，這樣磁芯的窗口有效使用系數較高，同時可以減少漏感。43 變壓器原副邊匝數431 變壓器原邊匝數NP式中：B為磁芯工作磁感應強度變化值(T)，Ae單位為cm2，Ts單位為s。432 副邊匝數Ns式中

12、：VD為變壓器二次側整流二極管導通的正向壓降。44 功率開關管的選擇開關管的最小電壓應力UDS一般選擇DS間擊穿電壓應比式(9)計算值稍大的MOSFET功率管。45 變壓器損耗451 繞組銅耗計算繞組電阻值R為式中：MUT為平均每匝導線長度(cm)；N為導線匝數；為20時導線每cm的電阻值()。繞組銅耗PCU為原、副邊繞組電阻值可通過式(10)求出，當求原邊繞組銅耗時，電流用原邊峰值電流IPK來計算；求副邊繞組銅耗時，電流用輸出電流Io來計算。452 磁芯損耗磁芯損耗取決于工作頻率、工作磁感應強度、電路工作狀態和所選用的磁芯材料的性能。對于雙極性開關變壓器，磁芯損耗PC為式中：Pb為在工作頻率、工作磁感應強度下單位質量的磁芯損耗(Wkg)；Gc為磁芯質量(Kg)。對于單極性開關變壓器，由于磁芯工作于磁滯回線的半區，所以磁芯損耗約為雙極性開關變壓器的一半。變壓器總損耗為總銅耗與磁芯損耗之和。5 心得體會本次設計是基于UC3844開關電源為反激拓撲結構的控制芯片的設計與調試。由于能力及時間所限只進行了理論分析，沒有進行實際調試。通過本次設計可知電流控制