1、.用 UC3842進行開關電源的設計一、設計目的用 UC3842新型集成開關電源芯片進行開關電源設計，市電輸入采用無工頻變壓器設計，開關管的觸發調整信號采用高頻40KHZ的 PWM（脈寬調制信號），達到額定輸出為5V,7A 的高精度穩壓輸出，電源輕便，簡潔明快。1、UC3842的性能特點：（1）它屬于電流型單端 PWM調制器，具有管腳數量少、外圍電路簡單、安裝調試簡便、 性能優良、價格低廉等優點。能通過高頻變壓器與電網隔離，適于構成無工頻變壓器的 2050W小功率開關電源。（2）最高開關頻率為 500kHZ,頻率穩定度達 0.2%。電源效率高，輸出電流大，能直接驅動雙極型功率晶體管或 VMOS

2、 管、 DMOS管、 TMOS管。（3）部有高穩定度的基準電壓源，典型值為5.0V，允許有±0.1V 的偏差。溫度系數為0.2mV/。（4）穩壓性能好。其電壓調整率可達 0.01%/V, 能同第二代線性集成穩壓器（例如 LM317）相媲美。啟動電流小于 1mA, 正常工作電流為 15mA。（5）除具有輸入端過壓保護與輸出端過流保護之外，還設有欠壓鎖定電路，使工作穩定、可靠。（6）最高輸入電壓 VIM =30V，輸出最大峰值電流 I PM =1A, 平均電流為 0.2A, 本身最大功耗 PDM =1W,最大輸出功率.POM =50W。2、UC3842的引腳排列及部框圖UC3842采用

3、DIP-8 封裝如上圖 1，管腳 VI 、VO 、GND端分別接輸入電壓、輸出電壓、地。 VREF 為部 5.0V 基準電壓引出端。 RT / CT 是外接定時電阻、定時電容的公共端。 UC3842部框圖如圖 2, 其主要包括 5.0V 基準電源，振蕩器、誤差放大器，過流檢測電壓比較器、PWM鎖存器、輸入欠壓鎖定電路、門電路、輸出級、34V穩壓管。二、總體電路框圖及單元功能分析.1、輸入單元(1) 電源噪聲濾波器電源噪聲濾波器電路如圖 4該濾波器有兩個輸入端，兩個輸出端和一個接地端，制作使用時外殼使用金屬屏蔽并接地，電路包括共模電感 L、濾波電容器C1C4。L 對串模干擾不起作用，但當出現共模

4、干擾時，由于兩個線圈的磁通方向相同，經過偶合后總電感量迅速增大，因此共模信號呈現很大的感抗，使之不易通過。 C3、C4跨接在輸出端，經電容分壓后接地，能有效的抑制共模干擾。(2) 整流濾波器從電源噪省濾波器經過噪聲濾波輸出后的電壓從整流濾波器（圖5）輸入，經過 D1D4進行橋式全波整流送往R1和 C5組成的 r 型濾波電路進行濾波，得到+300V 的非穩壓的直流輸出。采用橋式全波整流可省去笨重的輸入變壓器，使設計重量可大大減輕，輸.出也得到近似平滑的良好直流電壓，轉換效率相對較高。2、調整控制單元(1) 振蕩電路由 R2、C7 與 UC3842部振蕩器， +5.0V 基準電源一起完成振蕩，產生

5、高頻信號。 +5.0V 基準電壓經過定時電阻 R2 給 C7 充電，然后 C7 再經過芯片部電路進行放電， 從第 4 腳得到鋸齒波電壓。 由于輸出采用脈寬調制控制方式， 考慮到 VI 、VREF 上的噪聲電壓也會影響輸出脈沖寬度，振蕩電路加了消噪電容C6。（2）啟動、反饋補償電路.剛啟動開關電源時， UC3842所需要的 +16V 工作電壓暫由R6、C9電路提供。 +300V 直流高壓經過 R6 降壓后加至 UC3842的輸入端 VI ，利用 C9的充電過程使 VI 逐漸升至 +16V以上，也就實現了軟啟動。一旦開關管轉入正常工作狀態，自饋線圈 N2 上所建立的高頻電壓經 D5、C9、C10

6、濾波后，就作為芯片的工作電壓。至此啟動過程結束。 啟動電路中有一34V穩壓管，一但輸入端出現高壓，此穩壓管就被擊穿，將 VI 鉗位于 34V，保證芯片不至損壞。輸入電壓鎖定的目的是當輸入欠壓時，開關功率管自動關斷，不至于欠壓大電流運行。由于噪聲干擾的影響，開關功率管有可能超負荷工作而損壞，為此給芯片加了PWM鎖存器。其作用是保證在每個時鐘周期只輸出一個脈寬調制信號，能消除在過流檢測比較器翻轉時間產生的噪聲干擾。R4、C8用以調整誤差放大器的增益和頻率響應。自饋線圈N2的輸出電壓 VI 經過 R5、R3 分壓后作為比較電壓、 與部 5.0V 基準電壓經過誤差放大器進行比較調整，使 Vo 為 5.

7、0V 的穩定電壓輸出。 R8 上的電流反饋信號，通過 R7 衰減從 3 腳過流檢測入， 送入電流檢測比較器進行比較， 使輸出得到電流鉗位目的，輸出電流被限制在 7A 以下。2、輸出單元由于采用的是高頻調制信號的方法，故輸出級電源變壓器很小，調整管采用頻率響應快的N 溝道場效應管，輸出級受UC3842Vo PWM波調整，通過 VT進行功率轉換， +300V直流電壓從 T 原邊 N1流經 VT輸出變壓器原邊產生大電流的PWM電壓波，經過 T 變比偶合，使輸出端產生大電流的電壓，輸出通過D7 整流， C12 濾波，使輸出為平滑.穩定的 5.0V 穩壓輸出。輸出電路見圖8。N2輸出用作電壓負反饋。三、

8、總電路原理圖圖中 220V 交流電壓經過 3A/600V 橋式整流和電阻 R、電容 C5 濾波，得到大約 +300V自流電壓。此直流高壓被高頻變壓器 T 斬波和降.壓，變成頻率為 40KHZ的矩形波電壓，再經過D7、C13整流濾波，就得到直流輸出電壓。它采用固定頻率、改變脈沖寬度的調壓原理，其工作過程是首先對輸出電壓（N2 反饋的電壓）進行采樣，然后依次經過誤差放大器、過流檢測比較器、PWM鎖存器、門電路和輸出級，去控制開關功率管的導通時間（ton ）和關斷時間（ toFF ），以決定高頻變壓器的通斷狀態，最終達到穩壓輸出的目的。( 穩壓流程： 1、市tV電變化引起：市電 +300V VI 比

9、較 PWMon 變窄OUT 實現穩壓；反之：市電 +300VVton變寬I 比較 PWMVtOUT 實現穩壓；2：負載變化引起：負載 VI 比較 PWMon變寬 V 實現穩壓；負載V 比較t變窄OUTIPWMonVOUT 實現穩壓 ) 。UC3842屬于電流型脈寬控制器。所謂電流控制型是指，一方面把自饋線圈的輸出電壓VI 反饋給誤差放大器，在與基準電壓進行比較后，得到誤差電壓 Vr ；另一方面初級線圈中的電流在取樣電阻R8上建立的電壓，直接加到過流比較器的同相輸入端，與Vr 作比較，進行控制脈沖的占空比， 使流過開關功率管的最大峰值電流I PM 始終受誤差電壓 Vr 的控制，這就是電流控制型的

10、原理，其優點是調整速度快，一旦 +300V輸入電壓發生變化，就立即引起I PM 的變化，迅速調整輸出脈沖的寬度。 因此采用電流控制型脈寬控制器，可以大大改善開關電源的電壓調整率及電流調整率。 （穩流過程： 1、電壓變化引tV起： +300V I PM Vr 過流比較 PWMon 變窄OUT實tV現穩流；+300V I PM Vr 過流比較 PWMon 變寬OUT實現穩流； 2、負載變化引起：負載Iton變PM 過流比較 PWM.窄 VOUT I PM 實現了穩流；負載I PM 過流比較PWM 變寬VOUTIPM 實現穩流）。ton四、選擇器件與參數計算1、噪聲濾波器器件選擇與參數計算L 的電感

11、量一般取幾毫亨至幾十毫亨，視電源噪聲濾波器的額定電流I 而定。表 1列出 L與 I 的對應關系。表 1電感量與額定電流的關系額定電流 I136101215（A）電感量圍812240.40.80.20.30.10.150.070.08(mH)L 典型值 (mH)82.50.780.2250.110.073C1、C2采用薄膜電容器， 容量圍大至是0.010.47Uf, 主要用來消除串模干擾。 C3、C4跨接在輸出端，經電容分壓后接地，能有效的抑制共模干擾。 C3、C4 宜選用瓷電容器 , 容量圍是 22004700Pf,耐壓值為 630V。為提高防潮、抗震動與沖擊性能，元件裝入金屬殼后用環氧樹脂封

12、固。2、震蕩頻率計算震蕩頻率的計算公式為：f= 1.8（1.1 ）R2C 7將 R2=10K，C6=4700p代入公式（ 1.1 ），f=38.3kHz, 可近視 40kHz。3 、輸出高頻變壓器的計算.型號磁芯面積E-70.49E-121.44E-172.89（1）磁芯的選擇高頻變壓器的最大承受功率pM 與磁芯截面積 SJ ( 單位 cm 2 ) 之間存在下述關系 :SJ =0.15PM(1.2)實 際 輸 出 功 率 為 po = I OVO=5*7=35 。 設 效 率 為=70%，pI =0.7*35=50W, 留設 計余量 , 取 pM =80W,代入 公式 (1.2) 得 SJ =

13、1.34 cm 2 , 查上表 E-12 SJ =1.44 cm2 , 與之最接近。 E-12 的飽和磁通密度為 BS =400T，使用時為防止出現磁飽和現象損壞開關功率管，可取 B=250T。（2）計算脈沖最大占空比公式： Dmax =e.100%(1.3)eVIm in取市電輸入圍176-264V。經全波整流和濾波后的直流輸入電壓 VIm ax 360V， VIm in 240V。單端反激式開關電源中所產生的反向電動勢 e170V,線圈漏感造成的尖峰電壓 VL =100V。代入公式（1.3 ）Dmax =41.5%。(3) 初級線圈的電感量公式: L1= (VIm in Dmax ) 2(

14、1.4)2PO f將=70%, VIm ax =240V, Dmax =41.5%, pO =35W,f=40kHz 代入 (1.4).得 L1 =2.48mH。（ 3）求峰值電流和過載保護電流公式： IP =2PO（1.5 ）VIm in D maxIS=1.3 IP(1.6)求出IP=2* 35=1.0A70% * 240 * 41.5%I S =1.3A在次級線圈上的儲能為12=2.1mJW=L1I S2(4) 求初級線圈 N1匝數公式 :N1. I S = 2* 107W(1.7)B* SJ將 W=2.1mJ,B=250mT, SJ =1.44 cm 2 代入（1.7 ）, 得 N1.

15、 I S =116.7 安匝。固 N1=89.7 匝, 取 90 匝。（ 4） N2，N3計算公式： N=N 1 (VO VF )(1 D max )（1.8 ）VIm in D max式中VO 線圈兩端的電壓； VF 整流二極管的正向壓降。N2= 90(20 1)(1 41.5%) =11.1 匝取 11匝240* 41.5%N3= 90(50.4)(1 41.5%) =2.85 匝240* 41.5%鑒于當輸出電流I O 達 7A 時, 線圈的銅阻和輸出引線電阻上均會產生較大的壓降 , 會造成輸出電壓的失落, 應當提升 VO , 增加 N3 的匝數 ,可取 4 匝。用 4 股1.0 高強度漆包線繞制。（ 5）計算空氣隙= 0.04 N1 I S = 0.04 * 3.14 * 90 * 1.3 =0.6mmB250.4 、周邊器件采用 IRFPG407型（4.3A、1000V、150W）N溝道功率場效應管作開關功率管。 D1D4采用 3A/1000V 的 FR305型快速恢復二極管。輸出整流濾波 D7選擇 D80-004 型肖特基二極管。五、結論通過本例采用UC3842設計的開關電源輸出電壓穩壓精度高，對電壓波動反映迅速，負載適應性強，負載短路能迅速限流保護，不至燒壞元件