1、2009年10 月第24卷第10期 電 工 技 術(shù) 學(xué) 報(bào) TRANSACTIONS OF CHINA ELECTROTECHNICAL SOCIETY Vol.24 No. 10 Oct. 2009三電平整流器的PFC及中點(diǎn)平衡控制方法張東升1,2 張東來(lái)1 王 陶1 蘇寶庫(kù)2（1. 哈爾濱工業(yè)大學(xué)深圳研究生院 深圳 518055 2. 哈爾濱工業(yè)大學(xué)控制科學(xué)與工程系 哈爾濱 150001）摘要 針對(duì)PFC輸入電流的THD受電網(wǎng)不平衡、諧波、偏移等畸變情況影響較大的問(wèn)題，提出了基于能量平衡的同步控制方法，同時(shí)引入負(fù)載電流的前饋控制，以抑制電網(wǎng)波動(dòng)和負(fù)載擾動(dòng)，提高系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能。分析了三相三電

2、平整流器的數(shù)學(xué)模型，設(shè)計(jì)了一個(gè)中點(diǎn)電壓控制數(shù)字補(bǔ)償器，以抑制上下電容電壓不平衡引起的中點(diǎn)電壓波動(dòng)，同時(shí)利用粒子群優(yōu)化算法對(duì)中點(diǎn)電壓平衡控制器的限幅值進(jìn)行了優(yōu)化設(shè)計(jì)，降低了中點(diǎn)電壓調(diào)節(jié)對(duì)輸入電流THD的影響。在所搭建的2.4kW的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)上，驗(yàn)證了控制方法的有效性，滿(mǎn)載條件下輸入電流THD5%，中性點(diǎn)電壓偏差小于5V。關(guān)鍵詞：?jiǎn)挝还β室驍?shù) 鎖相環(huán) 中性點(diǎn)電壓平衡 三電平整流器中圖分類(lèi)號(hào)：TM461PFC and Neutral Point Balanced Control Method of Three-level RectifierZhang Dongsheng1,2 Zhang Dongla

3、i1 Wang Tao1 Su Baoku2（1. Shenzhen Graduate School Harbin Institute of Technology Shenzhen 518055 China2. Harbin Institute of Technology Harbin 150001 China）Abstract A synchronous control method based on power balance is proposed to solve theproblem that the input current THD of power factor correct

4、ion can be greatly affected by phase unbalance, harmonics, offset, notching and so on. Furthermore, the feedforward control of load currentis added to restrain the disturbance of both grid voltage and load, which improves the dynamic performance of system. On the basis of analyzing the mathematical

5、model of three-phase three-level rectifier, a digital compensator for neutral point potential control is designed to suppress voltage unbalance of the capacitors. Simultaneously the amplitude regulation of the compensator is optimized using particle swarm optimization algorithm, which reduces the ef

6、fect of neutral point potential adjustment on current THD. The control method is verified by the experimens on a prototype of 2.4kW,of which the THD is less than 5% when fully loaded, and the deviation of neutral point potential is lessthan 5V.Keywords：Unit power factor , phase locked loop, balance

7、of neutral point, three level rectifier三電平PWM整流器與兩電平整流器相比具有功率器件電壓應(yīng)力小、電流諧波低，等效開(kāi)關(guān)頻率高的優(yōu)點(diǎn)。由于其具有以上的優(yōu)點(diǎn)，近年來(lái)被廣泛地應(yīng)用于各類(lèi)電力電子系統(tǒng)中，特別是高壓大功率變換領(lǐng)域。功率因數(shù)校正PFC（Power Factor Correction）一般采用雙環(huán)控制方式，電流內(nèi)環(huán)通過(guò)對(duì)電感電流1 引言 整流器已被廣泛應(yīng)用在通信電源、UPS（Uninterruptible Power Supply）、AC驅(qū)動(dòng)調(diào)速系統(tǒng)等工業(yè)領(lǐng)域，傳統(tǒng)的整流器因功率因數(shù)低、電流諧波高，對(duì)電網(wǎng)污染嚴(yán)重，受到人們的廣泛關(guān)注1-4。收稿日期 2

8、008-05-21 改稿日期 2008-11-1782電 工 技 術(shù) 學(xué) 報(bào) 2009年10月波形的控制，達(dá)到跟蹤輸入電壓的目的，從而得到高的功率因數(shù)和低電流THD（Total Harmonic Distortion）4-6。這類(lèi)控制方法使用的前提是必須獲得精確的電流參考波形。目前，獲取電流參考波形的方法主要包括過(guò)零點(diǎn)檢測(cè)、比例輸入電壓方法，這些方法容易受電網(wǎng)不平衡、諧波、偏移等畸變情況影響，使系統(tǒng)功率因數(shù)降低，電流THD變差7-9VXM橋臂輸出電壓矢量，VXM=(vAM vBM vCM)T； r 輸入線等效阻抗； L升壓電感。其中0 開(kāi)關(guān)Si導(dǎo)通 =VC1 開(kāi)關(guān)Si關(guān)閉，且ii>0 i

9、=A,B,C（2） VC2開(kāi)關(guān)Si關(guān)閉，且ii<0。中點(diǎn)電壓波動(dòng)是三電平變換器固有的問(wèn)題，制約了變換器的應(yīng)用，中點(diǎn)電壓的平衡控制成為備受關(guān)注的重要課題。文獻(xiàn)10-12分析了造成中點(diǎn)電壓波動(dòng)的因素，并將中點(diǎn)電壓平衡控制方法概括為兩類(lèi)：采用修改調(diào)制策略：采用SVPWM選擇適當(dāng)?shù)娜哂嗍噶浚@類(lèi)方法控制結(jié)構(gòu)復(fù)雜，不易實(shí)現(xiàn)。利用硬件電路實(shí)現(xiàn)電容電壓的平衡控制，這類(lèi)方法硬件電路復(fù)雜，可靠性低。已有的中點(diǎn)平衡控制方法的研究結(jié)果表明，中點(diǎn)電壓平衡控制可以有效保證開(kāi)關(guān)應(yīng)力在額定的范圍內(nèi)，但過(guò)度的中點(diǎn)電壓調(diào)節(jié)會(huì)使電流波形變差，輸入電流的THD增大。本文提出了一種基于能量平衡的同步控制策略，設(shè)計(jì)了dq型數(shù)字鎖

10、相環(huán)，改善了畸變條件下電流參考波形；設(shè)計(jì)了中點(diǎn)電壓平衡調(diào)節(jié)模塊，提出了電流給定中加入PI控制的直流偏移分量的方法，以調(diào)節(jié)電容電壓的平衡。viMVC1、VC2分別表示母線電容C1和C2兩端的電壓，viM可以進(jìn)一步表示為viM=(1si)VC1(ii)VC2ii （3） 和si分別為電流方向函數(shù)和開(kāi)關(guān)狀態(tài)函數(shù) (ii)=10ii0Si導(dǎo)通1,si= （4） ii00S關(guān)斷i當(dāng)中點(diǎn)電壓平衡時(shí)，VC1和VC2是相等的，并且對(duì)于三相平衡系等于表示母線電壓的一半即Vdc/2。統(tǒng)，可以得到vAM+vBM+vCM（5）3電容中點(diǎn)的電流等于流過(guò)三個(gè)雙向開(kāi)關(guān)管的電vMO=2 三相三電平整流器的數(shù)學(xué)模型三相三電平整

11、流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。假定三相輸入電壓平衡，只考慮基波成分，根據(jù)基爾霍夫電壓定律建立三電平整流器的電路方程為流之和iM=iAsa+iBsb+iCsc （6）3 基于能量平衡的同步控制策略本文提出的基于能量平衡同步控制策略如圖2所示，它主要包括電壓外環(huán)控制模塊、中點(diǎn)電壓補(bǔ)償模塊、滯環(huán)電流控制模塊、dq型PLL鎖相環(huán)和PWM發(fā)生模塊。電壓外環(huán)是基于同步坐標(biāo)格式下能量平衡方程設(shè)計(jì)的，保證直流側(cè)電壓恒定，為電流環(huán)提供參考波形幅值，電壓外環(huán)同時(shí)還包括了負(fù)載電流的前饋控制。dq型PLL鎖相環(huán)以獲得三相電流同步參考波形，正弦電流波形的調(diào)節(jié)通過(guò)傳統(tǒng)的圖1 VIENNA整流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu) Fig.1 The

12、topology of VIENNA rectifier滯環(huán)控制實(shí)現(xiàn)。中點(diǎn)電壓補(bǔ)償模塊保證直流側(cè)電容C1和C2兩端的電壓相等。 3.1 積分自動(dòng)復(fù)位的PLL積分自動(dòng)復(fù)位的三相PLL的基本結(jié)構(gòu)如圖3所示，其原理是基于三相瞬時(shí)無(wú)功功率理論和線性化，VPK為相電壓峰方法8。三相輸入電壓E如式（7）值，經(jīng)式（9）由abc靜止坐標(biāo)系變換到dq同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系，得到瞬時(shí)有功分量Ud和無(wú)功分量Uq見(jiàn)式（8），1為鎖相的輸出角度。E=LdI+rI+VMO+VXM （1） dt式中 E電網(wǎng)輸入電壓矢量，E=(va vb vc)T；I電網(wǎng)輸入電流矢量，I=(iA iB iC)T； VMO輸出電容中點(diǎn)到電網(wǎng)中性點(diǎn)電壓

13、矢量,VMO=(vMO vMO vMO)T；第24卷第10期張東升等 三電平整流器的PFC及中點(diǎn)平衡控制方法 83圖2 VIENNA整流器的控制系統(tǒng) Fig.2 The control system of VIENNA rectifierE=VPK(cos cos( 2/3) cos(4/3)T （7） (Ud Uq)T=TE=(VPKcos( 1) VPKsin( 1)T（8）基于同步參考格式的整流器功率平衡方程如下：d122dCeqvdc+vdcidc= （10）dt2cos1cos(12/3)cos(14/3)2T=sin1sin(12/3)sin(14/3) （9）33/23/23/2

14、式中 Ceq電容C1值的一半；Vp輸入相電壓有效值； id輸入有功電流； LBoost電感值； vdc, idc直流母線電壓和電流。對(duì)式（10）進(jìn)行線性化處理，得到基于功率平衡的穩(wěn)態(tài)和小信號(hào)模型分別如式（11）和式（12）所示。以Idc和Vdc表示穩(wěn)態(tài)工作條件下額定負(fù)載電流和輸出直流電壓信號(hào)。圖3 三相PLL結(jié)構(gòu)圖Fig.3 Block diagram of three-phase PLLpId=VdcIdc （11）Gp(s)=LId(3Vpd)s （12） CeqVdcs+(Idc/CeqVdc)當(dāng)1時(shí)，Uq近似等于VPK(1)，大小由輸入電壓和鎖相輸出之間相位差決定。誤差信號(hào)通過(guò)PI調(diào)節(jié)

15、達(dá)到相位上快速地鎖定輸入電壓，即Uq=0。本文設(shè)計(jì)了具有周期性復(fù)位功能的數(shù)字積分器，并采用PI控制器和積分器分別離散化方法，來(lái)解決處理器數(shù)據(jù)位長(zhǎng)的限制與壓控振蕩器（VCO）不斷積分累加之間的矛盾。對(duì)于三相輸入電壓系統(tǒng)，數(shù)字積分器每累加到2，積分器復(fù)位到零，重新開(kāi)始積分，這樣可以避免因角度溢出導(dǎo)致鎖相環(huán)振蕩的問(wèn)題。合理設(shè)計(jì)PI調(diào)節(jié)器參數(shù)可以提高鎖相速度，同時(shí)抑制輸入電壓的畸變，如相不平衡、諧波以及偏移等對(duì)電流參考波形的影響。 3.2 基于能量平衡的母線電壓控制通常忽略交流輸入電感和整流器各功率器件的損耗，在單位功率因數(shù)情況下，整流器的輸入功率等于輸出功率與所有儲(chǔ)能元件能量變換之和，得到電壓外環(huán)為

16、電流內(nèi)環(huán)提供指令電流幅值Id，同時(shí)保持母線電壓的恒定。本文采用PI控制器作為電壓外環(huán)控制器，由式（12）可知Gp(s)中含有一個(gè)右半平面的零點(diǎn)，限制了控制環(huán)路的帶寬，同時(shí)為了抑制直流側(cè)電壓的紋波引入電流內(nèi)環(huán)，降低輸入電流的THD指標(biāo)，系統(tǒng)的剪切頻率一般設(shè)計(jì)在10Hz左右。為了抑制負(fù)載變化引起的擾動(dòng)，提高響應(yīng)速度，除電壓外環(huán)外還引入了負(fù)載電流的前饋控制。 3.3 電容中性點(diǎn)電壓平衡控制電容電壓的不對(duì)稱(chēng)通常是由直流電流和低頻交流分量造成，電壓的不對(duì)稱(chēng)會(huì)增大電容和功率器件的電壓應(yīng)力，嚴(yán)重時(shí)導(dǎo)致?lián)p壞10-12。電容C1與C2兩端的電壓差可以由式（13）表示，可見(jiàn)，通過(guò)對(duì)中點(diǎn)電流iM的控制可以達(dá)到兩個(gè)電

17、容電壓的平衡84電 工 技 術(shù) 學(xué) 報(bào) 2009年10月控制的目的。由式（6）知，通過(guò)改變開(kāi)關(guān)狀態(tài)si，而si是由指令參可以達(dá)到控制中點(diǎn)電流iM的目的，考電流與實(shí)際電流的比較得到的，因此，在指令參，就可以考電流中加入一個(gè)直流偏移i0如式（14）達(dá)到對(duì)中點(diǎn)電壓平衡的控制。VM=VC2VC11=Ct24 實(shí)驗(yàn)結(jié)果與分析為了驗(yàn)證PFC的同步控制策略和中點(diǎn)平衡控制的有效性，搭建了基于DSP（TMS320LF1812）的三電平整流器平臺(tái)，三相輸入由30kVA艾普斯交流電源提供，THD、PF指標(biāo)由Voltech PM3000功率分析儀測(cè)定。實(shí)驗(yàn)樣機(jī)參數(shù)如下：輸入相電壓有效值VN=110V；輸出功率Po=2

18、400W；母線電壓參考*=400V；輸入濾波電感0.7mH；直流母線電容 值Vdct1iMdt （13）ki0=knp+(VC2VC1) （14）s為了防止中點(diǎn)電壓平衡調(diào)節(jié)產(chǎn)生的較大直流偏移疊加到指令電流中，影響電流THD指標(biāo)，需要對(duì)i0進(jìn)行限幅。同時(shí)，i0的調(diào)節(jié)速度不宜過(guò)快，否則會(huì)使電流THD指標(biāo)變差。加入電容電壓平衡調(diào)節(jié)控制后的參考電流如式（15），通過(guò)加入電流偏移量i0，改變上下電容的充、放電電流量，以使電容C1與C2的電壓達(dá)到平衡。*ia=Idcos+i0*oib=Idcos(120)+i0 （15） *o*=+cos(120)+i0iIcdC1=C2=1500F；采樣頻率fs=40k

19、Hz。圖4為加入了中點(diǎn)補(bǔ)償器(0.005s+200)/s的電流內(nèi)環(huán)實(shí)驗(yàn)波形，負(fù)載功率為1200W。由圖4三相輸入電流的波形可知，中點(diǎn)平衡調(diào)節(jié)補(bǔ)償器的調(diào)節(jié)速度和調(diào)節(jié)幅度是影響電流的THD指標(biāo)的兩個(gè)重要參數(shù)，必須選擇合適的調(diào)節(jié)速度和幅度，才能在保證輸出端上下兩個(gè)電容電壓平衡的同時(shí)，最小限度地影響電流波形。通過(guò)比較實(shí)驗(yàn)的結(jié)果，本文選用。的兩個(gè)參數(shù)為調(diào)節(jié)頻率50Hz，限幅0.008Id本文采用仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)合的方法來(lái)選取電流指令中的偏移量i0的限幅值，引入一個(gè)限幅比例因子k見(jiàn)式（16）。為了解決試湊工作量大的問(wèn)題，采用基于慣性權(quán)重的粒子群優(yōu)化（Particle Swarm Optimization, P

20、SO）的方法，對(duì)比例因子k這一參數(shù)進(jìn)行優(yōu)化。優(yōu)化的目標(biāo)是在滿(mǎn)足中點(diǎn)電壓調(diào)節(jié)平衡的同時(shí)，最小限度影響輸入電流的THD指標(biāo)，即輸入電流THD最小化。為此，本文選用時(shí)間乘絕對(duì)誤差的積分（Integral of Time miltiply by Absolute Error，ITAE）和輸入波形畸變率THD為優(yōu)化目標(biāo)，為了使問(wèn)題轉(zhuǎn)化為單目標(biāo)優(yōu)化問(wèn)題，利用線性加權(quán)的方式給出綜合適應(yīng)度函數(shù)。使優(yōu)化后的系統(tǒng)即有效控制中點(diǎn)電壓平衡，又具有良好的輸入電流波形。優(yōu)化的目標(biāo)函數(shù)如J=ITAE +(1)THD*i0kId （16）(a) 調(diào)節(jié)頻率1kHz，限幅0.008Id(b) 調(diào)節(jié)頻率50Hz，限幅0.008Id

21、0.005k0.01本文選取線性加權(quán)因子=0.3，目標(biāo)變?yōu)閙inJ，以兼顧中點(diǎn)電壓平衡和輸入電流低THD、高PF的的大小是由負(fù) 性能要求。由于電流幅度控制信號(hào)Id(c) 調(diào)節(jié)頻率50Hz，限幅0.01Id圖4 內(nèi)環(huán)控制的電流波形Fig.4 Current waveforms of inner loop control為了模擬電網(wǎng)電壓的波動(dòng)，采用手動(dòng)調(diào)節(jié)電壓的方式來(lái)定性地驗(yàn)證系統(tǒng)對(duì)電網(wǎng)波動(dòng)的抗干擾能力。圖5為輸入電壓有效值由110V突變到125V的實(shí)驗(yàn)波形。載決定的，所以i0的幅度隨著負(fù)載的變化而變化，具有自適應(yīng)中點(diǎn)電壓平衡調(diào)節(jié)的能力。最后得到中點(diǎn)電壓調(diào)節(jié)頻率50Hz，限幅比例因子k=0.008

22、。第24卷第10期張東升等 三電平整流器的PFC及中點(diǎn)平衡控制方法85圖5 電網(wǎng)電壓突加時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形Fig.5 Waveforms of experiment when the grid voltagesuddenly increased圖7 相電壓不平衡時(shí)的電壓和電流波形Fig.7 Waveforms of phase voltages and current under thecondition of phase voltage unbalance圖6為輸出功率由1800W突變到2400W的實(shí)驗(yàn)波形，采用空氣開(kāi)關(guān)的動(dòng)作切換不同的功率電阻，模擬負(fù)載的階躍式擾動(dòng)，驗(yàn)證系統(tǒng)對(duì)負(fù)載擾動(dòng)的抑制能力。

23、(a) 傳統(tǒng)同步方法圖6 突加負(fù)載時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形Fig.6 Waveforms of experiment when suddenlyincreased load(b) 基于PLL的方法圖8 兩種同步方法對(duì)比實(shí)驗(yàn)波形Fig.8 Comparison of experiment waveforms under twosynchronous methods圖7為三相輸入不平衡（va=110V，vb=128V，vc=92V）情況下，電壓、電流的實(shí)驗(yàn)波形，可測(cè)得，電流THD=5.68%，PF=0.994；圖8為基于三相dq型鎖相環(huán)和比例輸入電壓兩種獲取電流參考方法的對(duì)比實(shí)驗(yàn)結(jié)果，三相輸入電壓由柴油機(jī)發(fā)電

24、系統(tǒng)提供，輸入電壓的特點(diǎn)是含有大量的諧波、畸變較為嚴(yán)重，實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，即使輸入電網(wǎng)電壓嚴(yán)重畸變條件下，基于三相dq型鎖相環(huán)的方法仍能提供精確標(biāo)準(zhǔn)的正弦參考信號(hào)，從而得到較低THD的輸入電流波形。圖9、圖10為輸出功率2400W穩(wěn)態(tài)情況下，電壓電流對(duì)比波形和輸出電容電壓波形，母線電壓實(shí)現(xiàn)400V穩(wěn)壓，上、下電容電壓偏差小于5V。可測(cè)得，電流THD=4.46%，PF=0.998。圖9 輸入相電壓與電流的波形Fig.9 Waveforms of input phase voltage and current實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，采用基于能量平衡的同步控制策略和中點(diǎn)電壓平衡調(diào)節(jié)策略，能夠有效抑制負(fù)載和電網(wǎng)擾動(dòng)

25、，保持上下電容電壓的平衡，在理想和86電 工 技 術(shù) 學(xué) 報(bào) 2009年10月4 Mchl E L M, Barbi I. An improved high-power factorand low-cost three phase rectifierJ. IEEE Transactions on Industry Applications, 1997, 33(2): 485-492.5 Koar J W, Zach F C. A novel three-phase utilityinterface minimizing line current harmonics of high-power

26、telecommunications rectifier modulesJ. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 1997, 44(4): 456-467.6 Kanaan H, AI-Haddad K. Small-signal averagedmodel and simple control of a high-power-factor three圖10 穩(wěn)態(tài)直流電壓波形Fig.10 Waveforms of DC output voltage understeady statephase /switch/level fixed-fre

27、quency PWM rectifier for high-power telecommunicationsC. INTELEC '03. the 25th International, 2003: 302-309.7 Guan Chyun Hsieh, Hung J C. Phase-locked looptechniques a surveyJ. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 1996, 6(43): 609-615.8 Chung S K. Phase-locked loop for grid-connectedthre

28、e-phase power conversion systemsJ. IEE Proceedings Electric Power Application, 2000, 147 (3): 213-219.9 Chung S K. A phase tracking system for three phaseutility interface invertersJ. IEEE Transactions on Power Electronics, 2000, 15(3): 431-438.10 Newton C, Sumner M. Novel technique formaintaining b

29、alanced internal DC link voltages in diode clamped five level invertersJ. IEE Proceedings Electric Power Applications, 1999, 146(3): 341-349.11 Newton C, Sumner M. Neutral point control for multilevel inverters: theory, design and operational limitationsC. IEEE Industry Applications Society Annual Meeting, 1997: 1336-1343.1 Maswood A I, Liu Fangrui. A unity-power-factorconverter using the synchronous-reference-frame- based hysteresis current controlJ. IEEE Transactions on