1、3.1 通信信號的功率放大通信信號的功率放大3.2 諧振功率放大器諧振功率放大器3.3 寬頻帶的功率合成寬頻帶的功率合成(非諧振高頻功率放大器非諧振高頻功率放大器)3.4 倍頻器倍頻器 3.5 天線天線3.6 實訓實訓:高頻諧振功率放大器的仿真與性能分析高頻諧振功率放大器的仿真與性能分析第第3章章 通信信號的發送通信信號的發送3.1 通信信號的功率放大通信信號的功率放大 高頻功率放大器有三個主要任務： 輸出足夠的功率； 具有高效率的功率轉換； 減小非線性失真。3.2 諧振功率放大器諧振功率放大器3.2.1 諧振功率放大器的基本工作原理 1.工作原理 諧振功率放大器的原理電路如圖3.1所示。 圖

2、3.1 諧振功率放大器的原理電路iBiCRLCcCbubUBBUCCuBEuCEVLCuo =180，為甲類工作狀態 =90，為乙類工作狀態 90，為丙類工作狀態 圖3.2所示工作波形表示了功率放大器工作在丙類狀態。在丙類工作狀態下，uBE=UBB+Ubmcost較小，且uBEUon時才有集電極電流流過，故集電極耗散功率小、效率高。 圖3.1中，輸出回路中用諧振電路作選頻網絡。這時，諧振功率放大器的輸出電壓接近余弦波電壓，如圖3.2(e)所示。由于晶體管工作在丙類狀態，晶體管的集電極電流iC是一個周期性的余弦脈沖，用傅氏級數展開iC ，則得 iC =Ic0+Ic1mcost+Ic2mcos2t

3、+Icnmcosnt (31)圖3.2 諧振功率放大器各級電壓和電流波形(a)(b)(c)(d)tiCUon轉移特性0iCtttttUbmuBEubiCmaxUonUBBuBEiBiCuCEUCCUCEminUbmUBB(e) 2. 電路的性能分析 準線性折線分析法的條件如下： (1) 忽略晶體管的高頻效應。 (2) 輸入和輸出回路具有理想濾波特性。 uBE=UBB+Ubmcost (32) uCE=UCC-Ucmcost (33) (3) 晶體管的靜態伏安特性可近似用折線表示。 圖3.3 晶體管折線化后的轉移特性曲線及ic電流tiCiCmaxUBBuBEuBEiC00Uont0Ubm 1)

4、余弦脈沖分解 圖3.3所示是用晶體管折線化后的轉移特性曲線繪出的丙類工作狀態下的集電極電流脈沖波形，折線的斜率用G表示。 設輸入信號為ub=Ubmcost，發射結電壓為uBE=UBB+Ubmcost,晶體管折線化后的轉移特性為BEonBEon0uU()uUBEonCG uUi(34) 將uBE=UBB+Ubmcost代入上式，可得 iC=G(UBB+Ubmcost-Uon) (35) 由圖3.3可得，當t=時，iC=0,代入式(35)，可求得 0=G(UBB+Ubmcos-U ) (36) cosarccosonBBbmonBBbmUUUUUU(37) (38) 式(35)減式(36)，得 i

5、C=GUbm(cost-cos) (39) 當t=0時,將iC=iCmax代入式(39)，可得 iCmax=GUbm(1-cos) (310) 式(39)與式(310)相比，可得 maxcoscos1cosCCtii(311) 式(311)是集電極余弦脈沖電流的解析表達式，它取決于脈沖高度iCmax和導通角。利用傅里葉級數將iC展開121coscos2coscosCcoc mc mcnmcocmniIItItIn tIIn t(312) 求得上式中各次諧波分量 max0maxmax11maxmax2max11 sincos()()21cos( )1sincoscos()1cos( )12sin

6、cossincoscos()(1)(1cos )( )coCCCCcCCCcnCnCIi dtiaiiIitdtaiinIin tdtn nai(313) (314)(315) 圖3.4 余弦脈沖分解系數10102320406080100120 140160 18000.10.20.30.40.50.6n, 1/0/() 放大器的輸出功率Po等于集電極電流基波分量在有載諧振電阻RP上的功率，即2211111222cmoccmcPPUPI UI RR(316) 集電極直流電源供給功率PDC等于集電極電流直流分量與UCC的乘積0DCCCcPUI(317) 放大器集電極效率等于輸出功率與直流電源供給

7、功率之比，即111011( )1( )22( )2ocmccDCCCcoPUIagPUIa(318)由式(318)可求得不同工作狀態下放大器效率分別為：甲類工作狀態，=180，g1()=1，c=50%；乙類工作狀態，=90，g1()=1.57，c=78.5%；丙類工作狀態，=60，g1()=1.8，c=90% 2) 導通角的選擇 (1) 等幅波功率放大。 (2) 調幅波功率放大。 Ic1=iCmax1()=GUbm(1-cos)1() (3)次諧波倍頻。 120onn 3.2.2 諧振功率放大器的工作狀態分析 1.諧振功率放大器的動態線 當放大器工作在諧振狀態時，由圖3.5可得，電路的外部關系

8、 uBE=UBB+Ubmcost uCE=UCC-Ucmcost 由上兩式可得 CCCEBEBBbmcmUuuUUU(319) 將式(319)代入式(34)，得動態線方程式 ()CCCECcBBbmoncmUuiG UUUU(320) 令uCE=UCC時，iC=Gc(UBB-Uon)為圖3.6中的Q點；再令iC=0時， 為圖3.6中的B點。 BBonCECCcmbnUUuUUU圖3.5 諧振功率放大器ubUBBUCCCVLuCEuoiCiBuBE圖3.6 諧振動率放大器的動態線和集電極iC電流波形UoniCuBEiCmaxUBBiCiCGcuBE00UbmtUCEminUcmO0uCEuCEu

9、BE UBEmaxACB DQttUcm(1cos) 諧振功率放大器的動態負載電阻Rc可用動態線斜率的倒數求得：11( )(1cos )cpcmcpcbmcbmI RURRGUGU (321) 2.諧振功率放大器的三種工作狀態 1) 欠壓狀態 2) 臨界狀態 3) 過壓狀態圖3.7 三種工作狀態tiCiCiCiC00000uCEuCERP增大A1A2A4A3A5Ucm3Ucm2Ucm1 3. RP、UCC、Ubm、UBB變化對工 作狀態的影響 1) RP變化對工作狀態的影響圖3.8 RP變化時的iC波形iCt0iCttiCtiC00oRP增大圖3.9 諧振功率放大器的負載特性U, IUcmIc

10、1mIc0RP臨界過壓欠壓P, PDCPoRP臨界過壓欠壓cPc 由圖3.9可以得到以下結論：（1）在欠壓工作狀態下 （2）在臨界工作狀態下 (3)在過壓工作狀態下 22(min)()1122CCCEcmPooUUURPP(322) 2) UCC變化對工作狀態的影響 3) Ubm變化對工作狀態的影響 4) UBB變化對工作狀態的影響圖3.10 VCC變化對工作狀態的影響 iCt0iCt0iCt0iCUCEUCC增大UCC增大U, IUcmIc1mUc0臨界過壓欠壓(a)(b)0o 圖3.11 Ubm變化對工作狀態的影響圖3.12 UBB變化對工作狀態的影響 3.2.3 諧振功率放大器電路 諧振

11、功率放大器的管外電路由兩部分組成：直流饋電電路部分和濾波匹配網絡部分。 1.直流饋電電路圖3.13 集電極饋電電路CcLCuo(a)LcVLCuoVCcUCCUCC(b)LcCc圖3.14 基極饋電電路LCVC1UBBL(a)LCVC2UBBC1(b)圖3.15 自給偏置電路VCb2Lb(a)Cb1RbVCbReCeLb(b) 2. 濾波匹配網絡 功率放大器通過耦合電路與前后級連接。這種耦合電路叫匹配網絡，如圖3.16所示，對它提出如下要求： (1)匹配：使外接負載阻抗與放大器所需的最佳負載電阻相匹配，以保證放大器輸出功率最大。 (2)濾波：濾除不需要的各次諧波分量，選出所需的基波成分。 (3

12、)效率：要求匹配網絡本身的損耗盡可能小，即匹配網絡的傳輸效率要高。圖3.16 濾波匹配網絡在電路中的位置 V濾波匹配網絡RPPoPLRLIL1m 根據等效原理，由于圖3.17(a)、(b)的端導納相等，即 111PPssRjXRjR由上式可以得到從串聯轉換為并聯阻抗的公式，即222222(1)1(1)sspsTssspssTRXRRQRRXXXXQ(323) 式中,QT為兩個網絡的品質因數，其值為 psTspRXQRX(324) 圖3.17 串并聯阻抗變換(a)RPXPXsRs(b) 1)型匹配網絡 圖3.18（）是型匹配網絡，其串臂為感抗Xs，并臂為容抗XP，RL是負載電阻。Xs和RL是串聯

13、支路，根據串并聯阻抗變換原理，可以將Xs和RL變為并聯元件XP和RP，如圖3.18（b）所示。圖3.18 L型網絡的阻抗變換(a)VRoRLXPXs(b)VRoRPXPXP 令XP+X P=0，即電抗部分抵消，回路兩端呈現2(1)opTRRQ(325) 由式(325)求出QT，再代入式(323)，便可求出型網絡各元件參數的計算公式（圖3.18中的RL相當于式(323)中的Rs）： )型匹配網絡 圖3.19（）是型匹配網絡，其中兩個串臂為同性電抗元件，并臂為異性電抗元件。為了求出型匹配網絡的元件參數，可以將它分成兩個型網絡，如圖3.19（b）所示。然后利用型網絡的計算公式，經整理便可最終得到計算

14、公式。 RP=RL(1+Q2T2) (327) 2222()aTLLPLPLpPTPLXQ RRRRRRXRQRR(328) 圖3.19 T型網絡的阻抗變換(a)VRoRLXPXs1Xs2(b)VRoXP1Xs1RPRLXs2XP2 圖（b）中的第一個型網絡與圖3.18(a)的網絡是相反的，因此，可以將o視為L，即 2PLT11111R =R (1+Q) ()aTooPoPopPTPoXQ RR RRRRXRQRR(330) (329) )型匹配網絡 型匹配網絡如圖3.20所示，分析過程也是將型網絡分成兩個基本的型網絡，如圖3.20(b)所示，然后按型網絡進行求解。圖3.20 型網絡的阻抗變換

15、(a)VRoRLXP1Xs(b)VRoXP1Xs1RLXs2XP2XP211222121112211112212(1)1(1)11(1)1opTLLpTLToLTTosssTsoTppLLTTopRXQRRXQRQRRQQRXXXQXRQRXRRQQRX式中 (331) (332) s是并聯轉換成串聯的等效電阻。由式(323)求得221LsTRRQ 3. 諧振功率放大器的調諧與調配 諧振功率放大器在設計組裝之后，還需要進行調整，以達到預期的輸出功率和效率。諧振功率放大器的調整包括調諧與調配，下面分別進行討論。 1)調諧 2)調配 3)調諧與調配的方法圖3.21 諧振功率放大器在不同負載狀態下的

16、電壓電流波形uBEtubiCuCEucuCEminUCC(a)uBEuBEiCuCE(b)UBBuBEtiCtuCEt(c)ttttt圖3.22 調諧放大器調整電路LC1Cc天線C2IAACbubVUCCRbLcCcA圖3.23 諧振功率放大器的調諧與調配特性Ic0(a)(b)諧振點諧振點00C1C2Ib0IAIc0IIb0IAIc0 4.諧振功率放大電路 (1)圖3.24所示是一個工作頻率為160MHz的諧振功率放大電路。 圖3.24 工作頻率為160MHz的諧振功率放大電路17 pF50 C45 pFL16 nHL28 nH28 VCcVL280 nHL97 nHC16 pF10 pF50

17、 C (2)圖3.25所示是一個工作頻率為150MHz的諧振功率放大電路。其50外接負載提供功率，功率增益達10dB。 圖3.25 工作頻率為150MHz的諧振功率放大電路39 pF50 C220 pFVL247 nH-47 pFC1C239 pFCbL1LbRb20 0.01 FCc1Rc100 Cc2C440 pFL3100 FCc3C5C610 pFC722 pF10.8 VC822 pFL4L52匝3匝2匝2匝0.01 F0.01 FLc4.7 3.3 寬頻帶的功率合成寬頻帶的功率合成(非諧振非諧振高頻功率放大器高頻功率放大器)3.3.1 傳輸線變壓器 1. 傳輸線變壓器的工作原理 1

18、) 傳輸線變壓器的結構 2) 傳輸線變壓器傳輸能量的特點圖3.26 1:1傳輸線變壓器4213RLRsUs(a)RsUs1324RLU(b)RsRL1324Us(c)圖3.27 傳輸線在高頻情況下的等效電路U1U2C0L0L0L0L0L0L0C0C0C0C0 從上述傳輸線變壓器的工作原理，可以歸納出其基本特點是： (1)工作頻帶寬，頻率覆蓋系數可達104。 (2)通帶的低頻范圍得到擴展，這是依靠高磁導率的磁芯獲得很大的初級電感的結果。 (3)通帶的上限頻率不受磁芯上限頻率的限制，因為對于高頻它是以傳輸線的原理傳輸能量。 (4)大功率運用時，可以采用較小的磁環也不致使磁芯飽和和發熱，因而減小了放

19、大器的體積。 3) 傳輸線變壓器的主要參數 由傳輸線的理論可知，傳輸線的特性阻抗c為crj LZGj C(333) 對于理想無耗或工作頻率很高時的傳輸線，有，則傳輸線的特性阻抗為LZcC(334)最佳特性阻抗，其值為coptsLZR R(335) 產生插入損耗的主要原因是傳輸線終端電壓和電流對于始端產生相移的結果。我們知道，電磁波自始端傳到終端，是需要一定時間的。終端電壓、電流總要滯后于始端相應電壓、電流個相位，這個相位與傳輸信號波長及傳輸線距離l的關系為2ll(336) 式中, 2，稱為相移常數。 圖3.28 傳輸線變壓器的插入損耗 LP/dB10.0050.050.512840 2. 傳輸

20、線變壓器的應用 1) 極性變換 傳輸線變壓器作極性變換電路，就是1:1倒相傳輸線變壓器。 圖3.29 1:1倒相傳輸線變壓器RsUs1324RL(b)RsRL1324Us(a)UUUUIIII 2) 平衡和不平衡的互相變換 如圖3.30是傳輸線變壓器用作平衡與不平衡電路的互相變換。 圖3.30 平衡與不平衡的互相變換(a)RsRsU1234URLUsUs圖3.30 平衡與不平衡的互相變換(b)RLU2143UsRs2U2RL2U2U 3) 阻抗變換 傳輸線變壓器的第三個用途，是在輸入端和輸出端之間實現阻抗變換。由于傳輸線變壓器的結構的限制，它不能像普通變壓器那樣，借助匝數比的改變來實現任何阻抗

21、比的變換，而只能完成某些特定阻抗比的變換，如:1、9:1、1:1，或者1:、1:9、1:16，等等。 圖3.31 4:1和1:4傳輸線變壓器電路(a)(b)RsUs1234URLURiII2IIURsUs12342URLURiIII2IURsUsIRiII12342IRLULRsUsRi2III1243UURLUL(c)(d)I 對于:1的阻抗變換電路而言，如果設負載電阻L上的電壓為U，則傳輸線終端和始端的電壓均為U，因此，信號源端的電壓為U。當信號源提供的電流為時，則通過L的電流為I，于是負載電阻L為 2LURI(337) 從信號源向傳輸線變壓器看去的輸入電阻為2442iLUURRII(33

22、8) 傳輸線的特性阻抗為222cLUUZRII (339) 圖3.31（b）和（）分別表示1:傳輸線變壓器的傳輸線形式和變壓器形式。設流過負載電阻L的電流為，信號源提供的電流為，由圖（）可見，負載電阻上的電壓為U，即ULU。負載電阻為21 21244LLiLUURIIUURRII從信號源向傳輸線變壓器看去的輸入電阻為(340) (341) 從而實現1:的阻抗變換。傳輸線變壓器的特性阻抗為1 2122cLUUZRII(342) 根據相同的原理，可以利用多組1:1傳輸線變壓器組成9:1、1:1或1:9、9:1等電路，并求出輸入電阻、特性阻抗與負載電阻L的關系?？梢宰C明，若1:1傳輸線變壓器組數為，

23、則由它組成的阻抗變換電路的特性阻抗和輸入電阻分別為 Zc=(n+1)RL (343) Ri=(n+1)2RL (344) 對于變比小于1的阻抗變換電路，特性阻抗和輸入電阻的一般公式為21(1)1(1)cLiLZRnRRn(345)(346) 圖3.32 寬帶高頻功率放大電路R1R2V1T1T2R3V2T3UCC50 3.3.2 功率合成電路 1.傳輸線變壓器在功率合成中的應用 1) 反相功率合成電路 利用傳輸線變壓器組成的反相功率合成原理電路如圖3.33所示。 圖3.33 反相功率合成原理電路IaIdAUdUdUaRcIcT1UbBIbIdDT2DRdUd功率放大器A功率放大器BI12CUd2

24、 由圖3.33可知，通過1兩繞組的電流為，因有 端 IIaId B端 IIIb 所以 Ia-IdIdIb 可得 Id 12(Ia+Ib) (347) 及 I12(IaIb) (348) 相應寫出端電流Ic，由圖3.33可知 Ic=2I 根據式(348)，還有 IcIaIb 如果滿足IaIb時，就會有Ic，則在端無輸出功率。這時還會有(參照式(347) IdIaIb 若在電阻d上的電壓為d，顯然為 UdIdd 傳輸線變壓器2為1:1平衡不平衡變換器，因此在DD之間電壓亦為d，由電壓環路ADDB可得2dabUUU則兩個功率放大器注入的功率為 aabbddU IU IU I 每個功率放大器的等效負載

25、L為2()222ddaacdabcdUIIUIRRIIRR22abddLabdUUURRIII 如果取dRc，則當某一功率放大器（例如B）出現故障或者IaIb時，A端電壓為 因此功率放大器的等效負載仍等于2dLRR 2) 同相功率合成電路 如圖3.33所示，若兩個功率放大器和B輸出同相等值功率，提供等值同相電流Ia和Ib，則可稱為同相功率合成電路。采用和上面類似方法可以證明，此時兩功率放大器的注入功率在端c上合成，而在端電阻d上無輸出功率。后者所接電阻稱為假負載或平衡電阻。 2.傳輸線變壓器在功率分配中的應用 下面舉例說明分配器在共用天線系統中的應用。圖3.34是電視接收機的共用天線系統，簡稱

26、CATV系統。最簡單的共用天線系統，包括接收天線、混合器、放大器、分支器和分配器等。 圖3.34 分配器在共用天線系統中的應用混合器放大器分支器分配器分配器電視機電視機圖3.35 功率二分配器和功率四分配器Rd150R175R275C75輸入T1T2(a)圖3.35 功率二分配器和功率四分配器R175R2150R375R4150C17575輸入T1T2C(b)T3C275T43.4 倍頻器倍頻器 倍頻器是能將輸入信號頻率成整數倍增加的電路，如圖3.36(a)所示。倍頻器用在通信電路中，采用倍頻器的主要優點是：可降低主振器的頻率，這樣可穩定頻率。擴展發射機的波段。如果倍頻器用在中間級，借助波段開

27、關既可實現倍頻又可完成放大。 圖3.36 倍頻器框圖及其應用倍頻器fnf(a)主振器倍頻器24 MHz24 MHz48 MHz(b) 3.4.1 丙類倍頻器 在這里需要指出的是： (1)集電極電流脈沖中包含的諧波分量幅度總是隨著的增大而迅速減小。因此，倍頻次數過高，倍頻器的輸出功率和效率就會過低。 (2)倍頻器的輸出諧振回路需要濾除高于和低于的各次分量。 圖3.37 帶有陷波電路的三倍頻器VfL1C12fL2C2CcLcLn3fC3L3UCC 3.4.2 參量倍頻器 1.變容二極管的特性及原理 變容管結電容j與反向偏置電壓絕對值之間的關系為0(1)jDCCiuU圖3.38 變容二極管的特性及符

28、號Cju(a)(b)圖3.39 變容二極管的等效電路rjrsCj(a)Cjrs(b) 變容管的品質因數定義為12j sQfC r(349) 一般變容管的品質因數定義在零偏壓條件下。 變容管的截止頻率fc0定義在值為1時的頻率012cj sfaC r(350) 流過變容管結電容j的電流與電容量、電壓的關系為 (sin)cosjQmmduiCdtd UUtduUtdtdt圖3.40 變容管在正弦電壓作用下的電流波形UQ(a)(c)(d)(e)(b)0000UmsintCjCjtttti Cjdudtdudt 2. 變容管倍頻器 變容管倍頻器可分為并聯型和串聯型兩種基本形式,如圖3.41所示。 圖(

29、a)的工作原理是:由信號源產生頻率為I的正弦電流iI，通過FI和變容管。 圖（b）的工作原理是：信號源產生的基波激勵電流iI通過變容管，在j上產生各次諧波的電壓，其中次諧波電壓產生的次諧波電流in通過負載L，因此，倍頻器輸出端有次諧波信號輸出。串聯倍頻器適用于以上的高次倍頻。圖3.41 變容管倍頻器原理圖FIFnRgUgiICjinRLUnFIFnRgUgiICjinRLUnFnFI(a)(b)3.5 天線天線 3.5.1 對稱天線、單極天線 1.對稱天線 對稱天線是應用非常廣泛的一種天線。它在通信、雷達等無線電設備中既可作單元天線使用，又可作面式天線的饋源或陣列天線的單元。對稱天線結構如圖3

30、.42所示，它是由兩段等長度和等粗細的直導線構成的，天線每臂的長度為l，天線導線的半徑用表示。由于對稱天線有兩個臂，因而對稱天線也可稱為偶極天線。 圖3.42偶極天線示意圖(a)垂直偶極天線；(b)方位輻射圖；(c)垂直面輻射圖018090270090090注：增益2.14dBll21(b)(c)(a)2 2.單極天線 當對稱天線的一個臂變為平面時，就形成單極天線。在天線工程中最常見的單極天線形式如圖3.43所示。 圖3.44 拋物面天線光學的性能 3.5.2 拋物面天線、微帶天線 1.拋物面天線 拋物面天線具有類似光學系統的性能，如圖3.44所示。 2.微帶天線 微帶天線具有很多其它天線沒有

31、的特點。 圖3.45 微帶天線的基本結構h(b)(a)圖3.44圖3.43M1M2P1P2FSS導體貼片介質基片接地板導體貼片饋電點貼片中心(與接地板相連)3.6實訓實訓:高頻諧振功率放大器高頻諧振功率放大器的仿真與性能分析的仿真與性能分析 范例：觀察輸出波形及功率放大器的三種工作狀態 步驟一 繪出電路圖 (1)請建立一個項目Ch3，然后繪出如圖3.46所示的電路圖(信號源用正弦交流電壓源代替)。 圖3.46 高頻諧振功率放大器C10.001 R12U1A0.6 V12 VUEEUCCBT1C10 kRLV1(2)對信號源U1進行設置。AC:交流值，現設為350mV。UOFF:直流基準電壓，設

32、定為0V。UAMPL:峰值電壓，設定為200350mV可調。FREO:信號頻率，設定為1.6MHz。TD:出現第一個波形的延遲時間，設定為0ms。DF:阻尼系數，設定為0，單位為秒的倒數。PHAS:相位，設定為0。(3)對變壓器T1進行設置。COUPLING:互感，設定為0.99。L1-VALVE=0.01m。L2-VALVE=0.5m為兩線圈的電感量。(4)將圖3.46中的其它元件編號和參數按圖中設置。注意：圖中A、B、C是各點的編號。 步驟二設置Transient Analysis(瞬態分析) (1)在PSpice電路分析功能（分析設置）項中，選Transient Analysis(瞬態分析)。 (2)在Transient Analysis(瞬態分析)中。設置繪圖的時間增量，設定為200ns；設置瞬態分析終止時間，設定為8s；設置瞬態分析起始時間，設定為2s。 步驟三設置AC Sweep(交流分析) (1)在PSpice電路分析功能（分析設置）項中，選AC Sweep(交流分析)。 (2)在AC Sweep(交流分析)中，選用Octave(倍頻程)掃描或Decade(十倍頻程)掃描類型。 (3)設Sta