1、單相有源功率因數校正技術的發展 The Development of Single-Phone,Active Power-Factor-correction Technique汪晶慧 林維明 鄒劍華（福州大學電氣工程與自動化學院，福州 350002）摘要：本文對現有的功率因數校正技術進行了分析和總結。通過軟開關技術以及新型高性能的電路拓撲設計，分析了提高AC-DC 變換器的轉換效率的技術。提出了無橋PFC 電路是高性能功率因數校正電路研究的方向。Abstract: A reviews of update power-factor-correction techniques is present

2、ed. The techniqueswith which to increase AC-DC conversion efficiencies are discussed by soft-switching and new high performance circuit topology designs.1概述大部分用電設備中，其工作電壓直接取自交流電網。所以電網中會有許多電力電子裝置、電磁設備和電子設備等非線性負載，使電網產生諧波電壓和電流。而許多沒有采取功率因數校正技術的AC-DC 整流電路，輸入電流波形呈尖脈沖狀。因此，交流網側功率因數只有0.5 0.7，電流的總諧波畸變（THD ）很大

3、，可超過100%（功率因數為0.999時，THD 約為3%）。為了防止電網的諧波污染，或限制電子設備向電網發射諧波電流，國際上已經制定了許多電磁兼容標準，有IEEE519、IEC1000-3-2等1。因此，提高功率因數，減少諧波的含量也就是功率因數校正（PFC ）成為開關電源領域中非常重要的研究方向。PFC 根據相數的不同可以分為單相功率因數校正電路和三相功率因數校正電路。本文對單相功率因數校正電路的發展和現狀作了簡單的敘述，主要對中大功率場合和低壓輸入的功率因數校正電路進行分析和比較，并且展望了PFC 技術的發展方向。2 功率因數校正的現狀功率因數的校正主要有兩種方法：無源功率因數校正和有源

4、功率因數校正。無源功率因數校正利用線性電感器和電容器組成濾波器來提高功率因數、降低諧波分量。這種方法簡單、經濟，在小功率中可以取得好的效果。但是，在較大功率的供電電源中，大量的能量必須被這種濾波器儲存和管理，因此需要大電感器和電容器，這樣體積和重量就比較大也不太經濟，而且功率因數的提高和諧波的抑制也不能達到理想的效果2。有源功率因數校正是使用所謂的有源電流控制功率因數的校正方法，可以迫使輸入電流跟隨供電的正弦電壓變化3。這種功率因數校正有體積小、重量輕、功率因數可接近1等優點。本文主要針對有源功率因數校正進行論述。*福州大學科技發展基金項目（項目號：XY -3-2）有源功率因數校正電路（APF

5、C ）又分為雙級APFC 和單級APFC 。單級功率因數校正電路將PFC 預調節電路與DC-DC 后調節電路集成為一次能量處理，同時實現輸入電流整形和輸出電壓快速調節，具有結構簡單、成本低、變換效率較高等優點。但是輸入電流不能取得理想正弦，且只適用于小功率場合。單級功率因數校正電路還存在一個非常嚴重的問題，其儲能電容電壓不可控，會隨著輸入電壓和負載的變化而變化。如何降低儲能電容電壓是單級功率因數校正電路的一個研究熱點。雙級功率因數校正中的PFC 電路經過多年的研究，相對來說比較成熟，是比較常用的方式。它由兩個相互獨立的變換器分別實現輸入電流的整形和輸出電壓的快速調節，前級PFC 功率因數校正電

6、路通常采用（非隔離）boost 、buck/boost和（隔離）Flyback 變換器。電流連續（CCM ）Boost 電路由于電路拓撲的優勢成為最常用的PFC 電路。把諸如軟開關技術等新技術應用于中大功率PFC 電路中，是提高PFC 轉換效率、抑制諧波分量和EMI 問題，提高PFC 性能指標的一個發展方向。43 軟開關功率因數校正電路近年來國內外對功率因數校正的研究在于如何改善中大功率boost 電路的性能，主要集中在如何減少boost 電路中的二極管的反向恢復損耗和MOSFET 的開通損耗，從而提高轉換效率和減少EMI （電磁干擾）。由于boost 電路是升壓電路，輸出電壓總是比輸入電壓大

7、，如果輸入電壓是90265V 則輸出為380400V 。在高頻電力電子PFC 電路中，功率二極管用快恢復二極管，而快恢復二極管的一個重要參數是反向恢復特性。換句話說，快恢復二極管在正偏時流過電流，反偏時則需要加載一段時間的反偏電壓才能恢復反向截止功能。在這段時間內，二極管流過反向恢復電流。圖1是boost 變換器電路圖，圖2是boost 電路關鍵電壓電流波形圖。在圖2中，V DS 和i s 是開關管上的電壓和電流，i D 是二極管上的電流，I IN 是流過電感上的電流，i RR 是反向恢復電流，I O 是輸出電流。從圖中我們可以看到，反向恢復電流I RR 對變換器的性能有不利的影響。 V DS

8、 ,i V 圖2 boost電路關鍵電流、電壓波形圖首先，在開關S 開通期間，由于i RR 的存在，使得開關S 的開通損耗和快恢復二極管的關斷損耗增加了；其次，開關管S 開通瞬間的電流i S I IN i RR ，所以，i RR 的存在使得開關管S 的電流應力增加了；最后，i RR 的存在還將影響電路的電磁兼容（EMC ）性能。如果boost 電路工作在電流斷續模式（DCM ）或者電流臨界模式（BCM ）下，則可以完全消除快恢復二極管的反向恢復電流。事實上，在DCM 模式下，快恢復二極管實現了零電流關斷。也就是說，在二極管關斷之前電感電流已經減少至零了。但是，DCM boost PFC電路最大

9、的缺點是電感電流有非常大的紋波，這將增加開關管和二極管的電流應力，同時將增大輸入端濾波器的大小。所以，單相DCM boost變換器適用于小功率裝置，一般小于300W 。一個解決方案是用兩個或更多個boost 變換器的并聯，每個變換器都工作在DCM 或BCM 下，每個變換器的開關有個相位移，如此將明顯的減小電感電流的紋波，使其在保持零電流關斷的優點下能夠工作在更高功率的場合。為了減少CCM boost變換器的反向恢復損耗和MOSFET 的開通損耗，要求boost 變換器的開關實現“軟”開通和“軟”關斷。相應地出現了許多軟開關boost 變換器的理論。具有代表性的有兩種技術：無源緩沖技術和有源緩沖

10、技術。無源緩沖技術是利用無源器件電阻R 、電感L 和電容C 等來實現“軟”開關。這種緩沖技術電路簡單，但是卻提高了半導體器件的電流或電壓應力，這就意味著要使用更高級、更昂貴的器件。有源緩沖技術利用有源器件實現零電壓開關（ZVS ）和零電流開關（ZCS ）。國內外學者在這方面作了大量的研究，也出現了許多電路結構。因為快恢復二極管的反向恢復損耗與反向恢復電荷成正比，而減小二極管關斷時電流下降的速率可以減少反向恢復電荷，從而可以減少反向恢復損耗。為了減小這個速率，通常的軟開關boost 變換器在原電路里增加一個緩沖電感，這個電感可以與開關管S 或二極管D 串聯，見圖3和圖4。也可以并聯在開關管S 的

11、兩端，見圖6。圖3中，當開關管S 開通時，i D 開始減小，由于緩沖電感的存在，i LS I IN i D ，輸出電壓V O 和緩沖電感L S 以及二極管D 構成回路，則有：di LS dt=-di D dt=V O L s5。也就是說，二極管的電流的下降速率限制在V O /LS 。見圖5。圖5所示的波形是開關管和二極管上的電流波形，從圖中可以看出，緩沖電感的加入使得二極管的電流的下降速率得以限制，從而可以減少反向恢復損耗。圖4所示的電路圖的原理也一樣。圖3和圖4只畫出軟開關boost 電路的一部分，其余電路有各種各樣的拓撲結構，其中包括開關管關斷時為緩沖電感電流提供的通道。在文獻6789里可

12、以看到不同的拓撲都有一緩沖電感與開關管或者二極管串聯。 L V IND L V IN L D L D +V O _圖5 緩沖電感與開關管或二極管串聯 軟開關boost 電路的關鍵電壓電流波形圖6 緩沖電感L S 與 開關管S 并聯在圖6中，緩沖電感L S 與開關管S 并聯，在S 開通以前輔助開關S 1先開通，二極管電流的下降速率也控制在V O /LS 。如果對S1的開通時間進行合理的設計，還能使開關管實現零電壓開通，見圖7所示的波形圖。當然，圖6也不是完整的軟開關boost 電路。圖3、圖4和圖6電路的主要區別在于半導體器件的電流和電壓應力101112。在圖3、圖4中，由于緩沖電感i L S

13、串聯進電路，它的感應電壓使得二極管D 和開關管S 有更高的電壓應力，而圖6中的半導體器件則不會因為L S 的加入而增加了電壓應力。但是圖6中的輔助開關S 1的關斷是“硬”關斷，合理的設計可以使這個硬開關變成軟開關，實現零電流關斷。在緩沖電感與輔助開關S1之間串接一變壓器可以解決這個問題，從而可以近一步提高變換效率13圖7 緩沖電感與開關管并聯的關鍵電壓電流波形圖 。在理論研究方面，軟開關boost PFC變換器有眾多的拓撲結構，人們需要將不同的電路拓撲進行整理分類，以獲得更清晰的認識。能否采用一種通用的模型將紛繁多樣的拓撲結構統一起來將是下一步的研究目標。4 無橋PFC 電路低壓輸入BOOST

14、 和軟開關boost 變換器的主要損耗是半導體器件的導通損耗，功率電路工作電流流經的功率半導體器件數目是一個關鍵參數。最近的研究焦點是如何改進電路拓撲，減少工作電流回路上的功率半導體器件數目，使這個損耗減小，從而進一步提高轉換效率。先進的SiC 肖特基二極管的開發和利用，使得功率因數校正變換器的導通損耗得到了很大的改善，SiC 肖特基二極管完全無反向恢復損耗，所以無需吸收電路，從而可以簡化電路拓撲。然而，隨著頻率的提高，使用SiC 肖特基二極管的boost 電路仍需要增加額外的軟開關。此外，SiC 肖特基二極管技術還未成熟以及相對Si 快恢復二極管來說更高的價格，使得SiC 肖特基二極管得到廣

15、泛使用還需要很長的一段時間14。上世紀80年代初出現了一種無橋PFC 電路電路實際上是一個雙boost 電路。見圖8。 無橋PFC 電路的一種工作模式是開關管S 1和S 2同時開通和關斷。在電壓源的正半波，S 1導通時，電源通過S 1和S 2的寄生二極管對電感L B 充電，S1關斷時，電感通過D 1、R L 和S 2的寄生二極管放電，這是一boost 電路。在電源的負半波， S 2導通時，電源通過S 2和S 1的寄生二極管對電感L B 充電，S 2關斷，電感通過D 2、R L 和S 1的寄生二極管放電，這是另一boost電路。另一種工作模式是：在電源的正半波，S1高頻工作，S2直通。電感，S1

16、，D1和負載構成一個boost 電路。在電源的負半波則反過來，S2高頻工作，S1直通。S2，D2和負載構成另一個boost 電路。第二種工作模式可以減少一個開關管的開，關損耗，但是控制會較復雜。第二種工作模式控制相對來說要簡單一點。可以看出這個電路每次工作都只經過兩個半導體器件，而boost PFC電路每次工作都經過三個半導體器件。所以這個電路通過導通時半導體數目的減少從而減少電路的導通損耗。如果在此電路拓撲的基礎上增加軟開關，使得開關管實現ZVS 和ZCS ，將會進一步減少變換器的損耗，從而增加變換效率。文獻16中的電路拓撲里的軟開關不僅實現了主開關的“軟”，也實現了輔助開關的“軟”。這個無橋電路雖然電路簡單，但是開關管直接與交流側電源連接，這樣首先使得控制電路相對boost PFC電路來說卻更