1、一種新型的全橋移相軟開關直流變換器袁明祥 范德育 孫慧杭州中恒電氣股份有限公司 310053摘要：本文提出了一種新型的全橋移相軟開關直流變換器，該變換器開關管能在全工作范圍實現零電壓開通，同時抑制了變壓器的環路電流，軟化了輸出二極管的反向恢復；對其工作原理及軟開關條件進行了分析，并在本公司220V/10A電力整流模塊上進行了驗證。關鍵詞：全橋移相，軟開關，零電壓、環路電流、直流變換器1.引言全橋移相ZVS變換器在保留了傳統PWM恒頻控制優勢的基礎上，利用器件的寄生參數實現了軟開關，在大、中功率DC/DC變換中得到了廣泛的應用，然而傳統的全橋移相ZVS變換器由于存在一些固有的缺點使其應用受到了一

2、些限制，如：1） 滯后管在輕載時無法實現零電壓； 2） 在超前管截止期始終存在環流； 3） 諧振電感和副邊二極管反向恢復存在強烈振蕩；4） 諧振電感引起的副邊占空比丟失等。 因此在實際應用中大多對傳統的全橋移相ZVS變換器進行了改進，如改進型全橋移相ZVSPWMDC/DC變換器1，它通過增加一個輔助支路優化了滯后管的零壓條件，同時通過全橋MOS管的寄生二極管的箝位抑制了副邊二極管反向恢復引起的強烈振蕩，由于與變壓器串聯的電感大大減小，因此使占空比丟失也大為減小，然而無法消除環流問題。全橋移相ZVSZCS PWMDC/DC變換器通過滯后管的逆阻2或者副邊的有源箝位3實現超前管ZVS 和滯后管的Z

3、CS，克服了環流問題，然而前者引入了兩個逆阻管的損耗，且諧振電感較小會使滯后管的開通電流應力較大；而后者的控制比較復雜，且副邊輔助開關管工作在硬開關狀態，而開關頻率為主開關管的兩倍，損耗比較大。針對上述變換器存在的問題，通過進一步優化，提出了一種新型的全橋移相軟開關直流變換器。2一種新型的全橋移相軟開關直流變換器 21 電路拓撲如圖一（a）所示為新型的全橋移相軟開關直流變換器的電路拓撲，可以看出它是在改進型全橋移相ZVSPWMDC/DC變換器的基礎上把副邊電感L2從普通電感改成了耦合電感，另外把輔助支路上的諧振電感值L1大大減小，使之足以在提供負載電流基礎上使滯后管零壓開通。在L1、C5、C6

4、組成的輔助支路中，C5、C6基本相等且足夠大，因此L1兩端得到一個幅值為Vin/2、頻率為開關頻率fs 的交變方波；其電流波形為交變三角波，幅值為118in sL V T I L =(1 其中 ：T S 為開關周期。 22 工作過程分析由于電路的每個工作周期可分為兩個 完全一樣的半周期，因此在此僅分析其半個周期的工作過程，而這半個周期可以按8種 開關模態來分析。為了便于分析，作以下假 設： z 沒有特殊說明的器件均為理想器件； z L1足夠大，其電流為線性變化，在滯后管開關過程中其電流保持不變； z C 1=C2=1/2C12，C 3=C4=1/2C34； z 變壓器T1的變比為N:1；z 耦

5、合電感L1的匝比為a:b:c=NL :1:1。各開關模態的相關電路模型見圖一，相關波形見圖二所示。 1） 初始狀態Q1、Q4處于導通狀態，電感L1的電流通過Q4線性增加，變壓器副邊通過D6、D7、L2的a、c繞組向負載饋能。此時原邊電流為1012max 1( m i t I I N=+(2 其中I1m為變壓器的激磁電流最大值，I 2max 為負載電流最大值。 2） t 0t1階段，如圖一（b）所示在t0時刻，Q1零電壓關斷（C1、C2的作用）。C1和C2被負載電流充放電， C1、C2電壓分別線性上升和下降，當C2放電到（3）式所示的電壓值時，T1電壓被副邊箝住，C1、C2和L1k 開始諧振，副

6、邊D7開始向D8換流；L1電流繼續線性增加。此時變壓器原邊電壓為10( /O u t NVN圖二 開關模態波形圖 L = （3）C1、C2和L1k 的諧振關系如下：121( /L k c kO di t u t L NV N dt=+L （4） 211012( ( 2c L k L k du t i t I t C dt=+ （5） 3） t1t2階段，如圖一（c）所示在t1時刻，C1充電到Vin,C2放電到零伏，Q2的體二極管D2導通，C1、C2和L1k的諧振結束。此時T1原邊電壓仍然被箝在NV O /NL ，因此變壓器原邊電流線性下降；副邊D7繼續向D8換流；L1電流繼續線性增加。在此階段

7、開通Q2，Q2為零電壓開通。此時L1k中的電流為1111( ( OL k L k L kNV i t i t N L =t （6） 4） t2t3階段，如圖一（d）所示在t2時刻，副邊D7電流降為零，D7、D8換流結束。此時變壓器脫離耦合，變為一個感量為L1k+Lm(激磁電感的電感，原邊保留I1m(激磁電流沿T1、Q4、D2走環流；副邊通過D6、D8和電感L2a 續流；L1電流繼續線性增加。5） t3t4階段，如圖一（e）所示在t3時刻，Q4零電壓關斷（C3、C4的作用）。此時C3放電，C4充電，C4電壓線性升高，由于L1k+Lm比較大，因此原邊電流基本不變；副邊通過D6、D8和電感L2a 續

8、流，此時L1電流達到（1）式所示的最大值。 6） t4t5階段，如圖一（f）所示在t4時刻，C4電壓充電到NVO /NL ，變壓器重新建立耦合，激磁儲能向副邊饋送。變壓器原邊電壓被箝在NVO /NL ，C3、C4與L1k發生諧振，L1k電流迅速下降為零并反向增大；副邊D6開始向D5換流。此時C3、C4和L1k的諧振關系如下：141( /L k c kO di t u t L NV N dt=+L （7） 41134( 2c L k m du t i t I C dt= （8）7）t5t6階段，如圖一（g）所示在t5時刻，副邊D6電流降為零，D5、D6換流結束。變壓器原邊電壓開始上升，D6開始承

9、受反向電壓，出現反向恢復現象，由于D6的反向恢復電流與負載電流兩者之和折算到原邊大于L1的電流，使得C3充電、C4放電從而使C3的電壓出現短暫的上升，當D6 反向恢復結束后，反向截止，C3繼續放電、C4繼續充電，C3電壓繼續下降。 在t5時刻L1k 上的電流為2min151( I L k m I i t N= （9） 其中I2min 為負載電流最小值（脈動谷值）。8）t6t7階段，如圖一（h）所示在t6時刻，C3放電到零伏，C4充電到Vin, Q3的體二極管D3導通。此時電感L1的電流一部分向負載供電，一部分通過D3走環流，L1的電流開始線性下降；此階段開通Q3為零電壓開通。9）隨著L1電流的

10、下降D3電流也跟著下降，在t7時刻D3電流下降為零，Q3開始走正向電流，進入另外半個工作周期。 23主要器件功耗及工作條件分析從前面的工作過程分析可以得到： 1） 超前管在t0時刻超前管實現了零電壓關斷，在t1t2階段實現了零電壓開通；而在t2t3階段超前管體二極管只承擔激磁電流環流。因此其損耗和工作條件相當于全橋移相ZVSZCS 的情況。 2） 滯后管在t3時刻滯后管實現了零電壓關斷，在t6t7階段實現了零電壓開通；在超前管關斷期滯后管主要承擔原邊激磁電流與電感L1電流之和，該電流小于傳統全橋移相ZVS 的情況，而在滯后管導通初期的環流又小于傳統全橋移相ZVS 超前管的環流。因此滯后管因環流

11、引起的損耗小于傳統全橋移相ZVS 中超前、滯后管引起的環流總損耗。另外副邊二極管反向恢復在滯后管導通前即已完成，因此副邊二極管的反向恢復不會在滯后管上引起額外損耗。 3） 變壓器 由于變壓器中不存在負載電流的環流損耗，因此其損耗相當于全橋移相ZVSZCS 的情況。 4） 電感L1由于L1中電流要大于改進型全橋移相ZVS，因此損耗有一定增加。 5） 快恢復二極管 在t5t6階段，二極管開始快恢復，由于此時C3電壓還遠遠高于零，因此二極管承受的反壓很低，且由于C3、C4的存在，其反壓是緩升的，因此其反向恢復條件大為軟化，基本無電壓振鈴，其損耗及工作條件要大大優于全橋移相ZVSZCS 或全橋ZVS

12、的情況。 24 滯后管零壓條件分析從前面的工作過程分析可以知道，在t5時刻開始，L1的電流除了向變壓器供電外就是給C3、C4提供充放電電流，由于L1足夠大，因此可基本認為在C3徹底放電前L1電流保持不變，因此零壓調件為115( L L k I i t > （10）結合（1）、（9）、（10）可得 2min181in s m V T I I L N> （11） 3 實測結果采用本變換器拓撲，在本公司220V/10A電力模塊上得到了驗證。該模塊的主要參數如下：輸入電壓：三相304Vac 456Vac 輸出電壓：198Vdc286Vdc 輸出額定電流：10A 紋波系數：<0.05%

13、 一些相關波形如下：1） 滯后管Vgs 和Vds 波形，滯后管可以在全工作范圍實現ZVS，見圖三。圖三 滯后管Vgs 和Vds 波形2） 變壓器原邊電流和副邊整流管電壓波形,見圖四，其中上圖為輕載時的波形，下圖為滿載時的波形。圖四 變壓器原邊電流和副邊整流管電壓波形可以看出，變壓器實現了零流（只有激磁電流），整流管實現了反向軟恢復，基本沒有振鈴。 3） 效率曲線圖五所示為該模塊實際測到效率曲線，其中上圖為輸出功率-效率曲線，下圖為80%負載時輸入電壓-效率曲線。可以看出，從半載 到滿載范圍內，效率高于 94.5%，而且輸入 電壓在較大范圍內變化時，效率基本保持穩 定。 94.75 94.7 9

14、4.65 94.6 94.55 94.5 94.45 94.4 94.35 條件下， 實現了開關管的全范圍零電壓開關， 降低了環流損耗，同時使副邊整流管的反向 恢復得到有效軟化，并使滯后管不承受副邊 反向恢復電流，提高了整機效率，減少了電 磁輻射，是一種比較有優勢的直流變換器。 94.7 94.58 94.5 94.64 94.6 參考文獻 1 李 琪 ， 馬 皓 ， 袁 明 祥 改進型全橋移相 ZVS-PWMDC/DC變換器，電源技術應用2004 年第 5 0.5 0.7 0.8 0.9 1 Po 期 2 阮新波， 嚴仰光 脈寬調制 DC/DC 全橋變換器的 軟開關技術，北京：科學出版社,1999 3 Baek, J.W., Cho, J.G., Yoo, D.W. etc. An 95.4 95.2 95 94.8 94.6 94.4 94.2 94 350 380 400 420 440 V in 95.2 94.7 94.5 94.52 94.43 improved zero voltage and zero current s