1、D類音頻功率放大器的研究與實現1 引言音頻放大器已經快有一個世紀的歷史了,最近幾年,電子產品正在向薄型化、便攜式迅速發展。音質好、電源效率高、發熱少的D類放大器成為市場的需求。并且由于D類放大器的耗電低、發熱少等諸多特點,越來越得到日益強調環保的市場的認同。同時,便攜電子設備的工作時間一直是廠商全力追求的最重要的性能指標,新的無濾波器D類放大器在幾瓦特的功率級別上正在取代原先固定的AB類器件。與體積龐大的傳統線性放大器相比,使用D類放大器并不影響音頻信號的音質卻能夠實現便攜產品的小型化,因此市場對電子產品薄型化、便攜式的需求趨勢造就了傳統放大器向數字放大器的轉化。簡單地說,歷史上出現過三代D類

2、放大器設計:第一代的范例是由托卡塔設計的TacTMillennium,證實了D類放大器的概念,但是該技術還不能提供足夠的性能,這使第一代D類放大器向著實用性的方向發展。第二代D類放大器把一個用于模擬源信號的PWM信號和一個集成的輸出級以及片外濾波器組合在一起。這些放大器需要源選擇,音量,平衡和音調控制等復雜的前端功能,而這些附加的功能增加了額外的復雜性。但是首先這代放大器變得價格可以承受,其次在低功耗性能上接近甚至超過了AB類放大器,從而獲得了一定的應用。第三代是最近一段時間,現有的D類數字放大器較以前的技術已有所改善,他們在音質、封裝、性能、價格和核心技術方面都已取得重大改進。為了生成精確的

3、音頻,輸入晶體管需要在動態范圍的兩端都能同樣出色地工作,以幫助精確地實現準確的功率分配。通過采用一個簡單但功能強大的內部控制邏輯系統改善音頻輸出,并額外增加一套輸入晶體管,這些晶體管可以實現對音頻信號輸入的更精細的控制。最后還不能忽視新的架構技術。2 D類放大器的基本結構D類放大器的電路共分為三級:輸入開關級、功率放大級及輸出濾波級。D類放大器工作在開關狀態下可以采用脈寬調制(PWM模式。利用PWM能將音頻輸入信號轉換為高頻開關信號。通過一個比較器將音頻信號與高頻三角波進行比較,當反相端電壓高于同相端電壓時,輸出為低電平;當反相端電壓低于同相端電壓時,輸出為高電平。在D類放大器中,比較器的輸出

4、與功率放大電路相連,功放電路采用金屬氧化物場效應管(MOSFET替代雙極型晶體管(BJT,這是因為:(1功率MOSFET是一種高輸入阻抗、電壓控制型器件,BJT則是一種低阻抗、電流控制型器件。(2從二者的驅動電路來看,功率MOSFET的驅動電路相對簡單,BJT可能需要多達20%的額定集電極電流以保證飽和度,而MOSFET需要的驅動電流則小得多,而且通常可以直接由CMOS或者集電極開路TTL驅動電路驅動。(3MOSFET的開關速度比較迅速,他是一種多數載流子器件,沒有電荷存儲效應,能夠以較高速度工作。(4MOSFET沒有二次擊穿失效機理,他在溫度越高時往往耐力越強,發生熱擊穿的可能性越低。他還可

5、以在較寬的溫度范圍內提供較好的性能。(5MOSFET具有并行工作能力,具有正的電阻溫度系數。溫度較高的器件往往把電流導向其他MOSFET,允許并行電路配置。而且,MOSFET的漏極和源極之間形成的寄生二極管可以充當箝位二極管,在電感性負載開關中特別有用。場效應管有兩種工作模式,即開關模式或線性模式。所謂開關模式,就是器件充當一個簡單的開關,在開與關兩個狀態之間切換。線性工作模式是指器件工作在某個特性曲線中的線性部分,但也未必如此。此處的線性是指MOSFET保持連續性的工作狀態,此時漏電流是所施加在柵極和源極之間電壓的函數。他的線性工作模式與開關工作模式之間的區別是,在開關電路中,MOSFET的

6、漏電流是由外部元件確定的,而在線性電路設計中卻并非如此。D類放大器需要兩只MOSFET,他們在非常短的時間內可完全工作在導通或截止狀態下。當一只MOSFET完全導通時,其管壓降很低;而當MOSFET完全截止時,通過管子的電流為零。兩只MOSFET交替工作在導通和截止狀態的開關速度非常快,因而效率極高,產生的熱量很低,所以D類放大器不需要散熱器。3脈寬調制(PWM采樣控制理論中有一個重要結論:沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環節上時,其效果基本相同。PWM控制技術就是以該結論為理論基礎,對半導體開關器件的導通和關斷進行控制,使輸出端得到一系列幅值相等而寬度不相等的脈沖,用這些脈沖來代替正

7、弦波或其他所需要的波形。按一定的規則對各脈沖的寬度進行調制,既可改變逆變電路輸出電壓的大小,也可改變輸出頻率。D類數字音頻功率放大器與上述各類模擬功放的最大區別是不以線性放大音頻信號為基礎,而是以放大數字信號為原理的一種數字信號放大技術。D類數字功放首先把模擬音頻信號變換為脈沖寬度調制(PWM信號,如圖1所示。 在PWM轉換中,以44.1 kHz或48 kHz的取樣頻率和8 b或16 b的量化率(即模擬信號振幅值的讀出刻度進行A/D(模擬/數字變換,然后再把PWM數字信號進行高效率放大(D類放大。由于音頻信號的信息全部包含在脈沖的寬度變化中,與脈沖的幅度變化無關,因此,只要采用截止頻率為304

8、0 kHz的低通慮波器就可把模擬音頻信號解調出來。圖2是D類數字功放的原理圖,為每個數字聲源直接輸出的PCM信號輸入,機內還設置有一個PCM/PWM兩種脈沖編碼的轉換裝置。 為適應CD光碟等數字聲源直接輸出的脈沖編碼調制(PCM數字信號輸入,數字功放內設有一個PCM轉換為PWM的調制轉換裝置。D類數字功放的電源利用率可達80%以上,他的延時(相移約為模擬功放的1/6,但是解調出來的音頻信號交越失真較大。4 D類放大器的電路設計4.1 D類放大器的組成D類放大器的架構有對稱與非對稱兩大類,在此討論的D類功放針對的是對功率、體積都非常敏感的便攜式應用,因此采用全電橋的對稱型放大器,以充分利用其單一

9、電源、系統小型化的特點。D類放大器一般由積分器、PWM電路、開關功放電路及輸出濾波器組成,原理框圖如圖3所示。 他采用了由比較器和三角波發生器組成的固定頻率的PWM電路,用輸入的音頻信號幅度對三角波進行調制,得到占空比隨音頻輸入信號幅度變化的方波,并以相反的相位驅動上下橋臂的功率管,使功率管一個導通時另一個截止,再經輸出濾波器將方波轉變為音頻信號,推動揚聲器發聲。采用全橋的D類放大器可以實現平衡輸出,易于改善放大器的輸出濾波特性,并可減少干擾。全橋電路負載上的電壓峰峰值接近電源電壓的2倍,可采用單電源供電。實現時,通常采取2路輸出脈沖相位相反的方法。其輸出電壓是疊加變大的,經過低通濾波器后,仍

10、存在較大的負載電流,特別當濾波器設計不好時,流過負載的電流就會更大,從而導致負載損耗大,降低放大器效率。4.2 改進型D類功率放大器電路設計4.2.1 脈寬調制電路(PWM設計H全橋電路如圖4所示。 采取改進的PWM調制方案:零信號輸入時2路輸出的PWM同相,負載上的電壓為0,當輸入信號為正時,第一路輸出脈沖的占空比大于50%,另一路輸出脈沖的占空比小于50%,當輸入信號為負時,第一路輸出脈沖的占空比小于50 %,另一路輸出脈沖的占空比大于50%。當一路信號確定時,改進PWM方案的第二路輸出與傳統PWM方案的第二路輸出相差了半個周期。采用這種PWM方法能夠抑制零信號輸入時的靜態損耗,從而有利于

11、放大器效率的提高。4.2.2 改進全橋PWM方案的模擬實現方法采用改進PWM方案的全橋D類功率放大器結構中,PWM控制器是以音頻信號為基準信號,對高頻(300 kHz的三角波進行調制,得到脈沖寬度隨音頻幅度變化的脈沖信號。比較器可采用高速比較器實現,其反相輸入端接高頻三角波,同相輸入端則分別接輸入電壓放大器輸出的相位相反的音頻信號。當輸入音頻信號電壓為0時,輸出兩路占空比為50%的脈沖波;輸入信號電壓為正時,一路輸出為占空比大于50%的脈沖波,另一路輸出為占空比小于50%的脈沖波;輸入信號電壓為負時,情況則相反。該方案在全國大學生電子設計競賽高效率音頻功率放大器的設計中得到了很好的應用。實踐表

12、明,該系統性能優良,并降低了對濾波器性能的要求。4.2.3 改進全橋PWM方案的數字實現方法采用基于CPLD的數字方法來實現改進的全橋PWM方案,其PWM變換器結構框圖如圖5所示。 當輸入不同的脈寬數據D8D0時,變換器輸出不同脈寬的PWM1和PWM2信號。時鐘信號經512進制計數器得到進位脈沖C0和Cy2(延時C0半個周期,用以決定PWM信號的頻率,其上升沿將D觸發器Q端置1;512進制計數器的數值從0開始不斷遞加,當計數值與輸入脈寬寄數值相等時,比較器輸出一個負脈沖,將觸發器C清0。這樣實現了與輸入脈寬數據相對應的PWM信號的輸出。在電路的實現中,可利用2路PWM輸出存在的規律性,以減少所需的電路資源。將9 b數值比較器拆分成8 b比較器和1 b比較器,這樣2路PWM輸出可共用8 b比較器,只是高位比較器的比較量不同,因為PWM2的清0時刻比PWM1的清0滯后了半個周期。5 結語D類放大器是目前音頻播放器的非常有前途的發展方向,他更好地適應了便攜式