1、3 電路原理3.1.1 硬開關全橋變換電路工作原理圖1為硬開關全橋變換電路原理圖,下面對此電路進工作過程行詳細的分解；圖1 硬開關全橋變換電路原理圖其中，Q1，Q2，Q3，Q4為IGBT或MOS，其并聯的二極管和電容為其反并二極管和輸出結電容。Ls-p， Ls-s分別為變壓器原副邊的漏感和引線電感。Ip為變壓器原邊電流，IL為流過輸出電感電流， IC為流過輸出電容的電流， IO為輸出電流 。圖2為硬開關全橋變換電路的波形 圖2 硬開關全橋變換電路的波形工作過程1： 在t0-t1時間段內，Q1，Q4同時導通，導通時間

2、為D*Ts，原邊和副邊電流的走向如紅色曲線指示方向。變壓器原邊繞組電壓VAB為輸入電壓Vin；原邊關斷開關管Q2，Q3的反向電壓VCE也為輸入電壓Vin。副邊整流二極管D5，D8導通，而D6，D7因為承受Vin/K的反向電壓而截止。K為變壓器原副邊的匝比。 K=NP：NS輸出電感Lout承受正向的電壓Vin/K-VO，電感電流IL線性上升。流過輸出電容Cout的電流IC為IL的交流分量。此時原邊電流IP形狀基本和IL相同（由于變壓器勵磁電感較大，勵磁電流很小，所以忽略其影響），只是需要考慮變壓器的變比K，一般計算時建議把IL的峰值除以K折算到原邊進行計算。工作過程2：t1時刻，Q1，

3、Q4關斷，由于副邊輸出電感電流不能突變，所以副邊負載電流對應的原邊電流給Q1，Q4 的輸出結電容充電（如原邊紅色箭頭路徑），使其盡快上升到Vin/2，此時變壓器原邊繞組電壓為0，然后由于原邊變壓器的漏感和引線電感Ls-p 的電流也不能突變，所以通過Ls-p 繼續給Q1，Q4 的結電容充電，使其達到Vin，此時由于Q2，Q3反并二極管的鉗位導通（如原邊黃色箭頭路徑）， Q1，Q4 的反向電壓（ VCE）被鉗位到輸入電壓Vin，此時變壓器原邊繞組電壓為-Vin；然后Ls-p 和4個開關管的輸出結電容諧振，最終開關管的輸

4、出結電容電壓在t2時刻穩定在Vin/2。變壓器副邊在t1時刻還是由D5，D8導通，但是當變壓器原邊繞組電壓由  Vin下降到0V后，再到-Vin 變化過程中，D6，D7也開始導通續流，此時變壓器繞組相當于短路，變壓器勵磁電流在副邊循環，而且基本保持不變。t1-t2時刻，由于Ls-p 的影響，原邊電流IP也會有震蕩尖峰，但在波形圖中沒有表示出來。由以上分析可知，原邊變壓器的漏感和引線電感Ls-p對開關過程有較大影響，除了增加開關管的電壓，電流應力尖峰，而且產生的高頻震蕩是EMC的重要干擾源，所以設計時需要注意減小其感量。有如下措施可以考慮：A、增加變壓器的原副邊耦合

5、，減小變壓器漏感；B、縮短變壓器的引線，減小引線電感。C、減小主開關管和變壓器引線組成的高頻電壓，電流環路面積，降低輻射干擾能量。工作過程3：t2-t3時間段，持續時間為(1-2D)*Ts/2：原邊開關管都關斷，其輸出結電容電壓維持Vin/2不變，變壓器繞組電壓為0V，相當于短路。此時原邊基本無電流流動。副邊D5，D6，D7，D8二極管都續流導通，變壓器勵磁電流也在副邊循環，而且基本保持不變。輸出電感Lout承受-VO電壓，電感電流IL持續下降；電流IC為IL的交流分量。此時輸出電流皆為輸出Lout和輸出電容Cout提供。工作過程4：t3時刻，原邊開關管Q2，Q3導通， Q1，Q4&

6、#160;的輸出結電容電壓從Vin/2上升為Vin，變壓器原邊繞組電壓VAB為- Vin，原邊電流方向如紅色箭頭所示，和上一開關狀態的電流方向相反。t3時刻，由于變壓器原邊繞組電壓VAB為- Vin ，所以變壓副邊繞組電壓為- Vin /K，而且在t2-t3時間段內輸出整流二極管D5，D6，D7，D8都續流導通，所以此時在變壓器副邊繞組電壓- Vin /K的作用下，負載電流快速從D5，D8換流到D6，D7。副邊負載電流的流向如紅色箭頭所示；二極管D5向D7的換流路徑如綠色+藍色箭頭路徑所示；二極管D8向D6的換流路徑如紫色+藍色箭頭路徑所示。藍色箭頭所示路徑為兩對

7、二極管換流的共用的變壓器繞組路徑。在二極管換流過程中由于變壓器副邊的漏感和引線電感Ls-s抵制 其電流變化而產生的反向電壓為V Ls-s = Ls-s *dI/ dt，電壓方向為左正右負，由于換流過程中電流變化斜率很大，而且二極管的反向恢復電流尖峰較大，導致V Ls-s 峰值比較高。在t3-t4時間段內，由于二極管換流的影響，二極管D5，D8的反向截止電壓峰值Vrrm= Vin /K+ V Ls-s ，如VDE所示為D8的反向截止電壓。由于V Ls-s 電壓尖峰很高，而且Ls-s和整流二極管的結電容在反向

8、恢復過程中會產生高頻震蕩，其高頻震蕩一般情況下為本拓撲中重要的EMI高頻搔擾源，所以二極管必須加吸收電路抑制反向電壓尖峰；而且圖示的換流高頻電壓，電流環路面積需要盡量減小。整流二極管的反向電壓尖峰和幾個因素相關：1、變壓器副邊的漏感和引線電感Ls-s；2、整流二極管的反向恢復特性（需注意一般二極管溫度越高，反向恢復特性越差）；3、負載電流的大小；4、最高輸入電壓和變壓器匝比。由于輸入電壓越高，負載電流越大，整流二極管的反向電壓尖峰越高，所以需要測量在高壓輸入情況下，輸出最大負載和輸出短路情況下的整流二極管的反向電壓尖峰是否超標來判定器件可靠性。在整流二極管的反向恢復過程中，在電感電流IL

9、60;和變壓器原邊電流Ip上會產生相應電流尖峰和震蕩，在波形圖中沒有畫出來。由以上分析，得到如下設計注意事項：1、需要盡量減小變壓器副邊的漏感和引線電感Ls-s，即在設計時加強變壓器原副邊耦合和縮短變壓器副邊引線長度。2、所采用的整流二極管的額定電壓一般要高于其反向平臺電壓“Vin /K”一倍以上，為漏感尖峰“V Ls-s ”留出足夠裕量；并采用反向恢復特性較好的二極管，仔細比較其不同電流情況下，不同溫度情況下的反向恢復特性參數。3、合理設計二極管的吸收電路，保證整流二極管在任何情況下電壓應力不會超出額定值，提高其可靠性。4、盡量減小換流高頻電壓，電流環路面積，減

10、小EMI騷擾能量。  工作過程5：在t4-t5時間段內，Q2，Q3同時導通，導通時間為D*Ts，原邊和副邊電流的走向如紅色曲線指示方向。變壓器原邊繞組電壓VAB為反向輸入電壓-Vin；原邊關斷開關管Q1，Q4的反向電壓VCE為輸入電壓Vin。副邊整流二極管D6，D7導通，而D5，D8因為承受Vin/K的反向電壓而截止。K為變壓器原副邊的匝比。 K=NP：NS。輸出電感Lout承受正向的電壓Vin/K-VO，電感電流IL線性上升。流過輸出電容Cout的電流IC為IL的交流分量。此時原邊電流IP形狀基本和IL相同，原邊電流方向和工作過程1的電流方向相反。 工

11、作過程6：t5時刻，Q2，Q3關斷，由于副邊輸出電感電流不能突變，所以副邊負載電流對應的原邊電流給Q2，Q3 的輸出結電容充電（如原邊紅色箭頭路徑），使其盡快上升到Vin/2，此時變壓器原邊繞組電壓為0，然后由于原邊變壓器的漏感和引線電感Ls-p 的電流也不能突變，所以通過Ls-p 繼續給Q2，Q3 的結電容充電，使其達到Vin，此時由于Q1，Q4反并二極管的鉗位導通（如原邊黃色箭頭路徑）， Q2，Q3 的反向電壓（ VCE）被鉗位到輸入電壓Vin， Q1，Q4 其反向電壓此時為0V；然后Ls-p

12、0;和4個開關管的輸出結電容諧振，最終開關管的輸出結電容電壓在t2時刻穩定在Vin/2。變壓器副邊在t5時刻還是由D6，D7導通，但是當變壓器原邊繞組電壓由  Vin下降到0V后，再到-Vin 變化過程中，D5，D8也開始導通續流，此時變壓器繞組相當于短路，變壓器勵磁電流在副邊循環，而且基本保持不變。t5-t6時刻，由于Ls-p 的影響，原邊電流IP也會有震蕩尖峰，但在波形圖中沒有表示出來。后續的工作過程為前述6個工作過程的循環，不再進一步闡述。總結：優點：硬開關全橋變換器拓撲結構比較均衡，原邊四個IGBT(2個IGBT模塊)承擔的電壓應力，電流應力比較均衡，熱應

13、力比較分散，再考慮峰值電流控制有更高的可靠性，所以比較適合應用在大功率的DC/DC變換場合。缺點：硬開關全橋變換器由于原邊IGBT和副邊整流二極管皆為硬開關，開關損耗很大，從而開關頻率受限；副邊整流二極管的電壓應力較高，需采用吸收電路來抑制其電壓尖峰。4 功率電路元器件選型4.1 變壓器選型在硬開關全橋變換器中，變壓器設計是非常重要的一環，要關注以下幾個方面：1、變壓器就近原副邊的主功率器件放置，減小引線電感和環路面積。2、在設計繞制工藝時注意增加原副邊繞組的耦合度，減小變壓器漏感；以及原副邊繞組由于臨近效應，趨膚效應造成的損耗。一般的解決辦法有原副邊疊層繞制（三明治繞法）

14、和平面繞組設計方法。3、注意由于絕緣耐壓要求需要保留的爬電距離。4、注意針對其散熱情況設計散熱結構。變壓器設計計算1、計算匝比：需要注意的是由于一般IGBT需要保留3us左右的死區時間，如在開關頻率為20kHz情況下，最大限制占空比Dlim只能到0.44左右，再考慮硬開關全橋變換器的變換效率為90%左右，所以2Dmax要小于2Dlim10%以上，保證在任何輸入電壓情況下都能穩壓輸出，所以計算匝比的時候需要特別注意。 2、計算變壓器磁芯面積積，有兩點需要注意：a、需要用峰值輸出功率來進行校核，如最大過載工況。b、輸出全波整流和輸出全橋整流的變壓器面積積公式不一樣。輸出為全橋整流電路的變

15、壓器面積積公式為： 輸出為全橋整流的變壓器面積積公式推導過程：3、選擇磁芯：變壓器一般采用鐵氧體磁芯，其材質標號采用TDK公司的標號為  PC40/PC44 等同材質。如采用EE160/83/40磁芯，其參數如下：3.1、磁芯各參數解析：3.2、磁芯付數選擇：計算需要磁芯的付數4原副邊繞組匝數副邊匝數：原邊匝數：5、校核最大占空比：注意的是由于一般IGBT需要保留3us左右的死區時間，如在開關頻率為20kHz情況下，最大限制占空比Dlim只能到0.44左右，再考慮硬開關全橋變換器的變換效率為90%左右，所以2Dmax要小于2Dlim 10%以上，保證在任

16、何輸入電壓情況下都能穩壓輸出。6校核磁通密度由于PC40型號鐵氧體的飽和磁通密度（簡稱磁密）BS=0.39T，所以對于硬開關全橋變換器來說，其Bmax在留一定裕量的情況下不要超過0.2T，B表征磁芯的鐵損，一般不要超過0.3T。 7、計算原邊繞組電感此時的勵磁電流為：  考慮變壓器開氣隙，此時的勵磁電流為：（L.p_a為預設的氣隙值）   注意：由于變壓器只能傳遞交流（正弦波或方波）能量，所以在我們的應用中由于動態響應或器件誤差等原因造成的占空比正負半周不對稱而產生的直流電流分量會落在原邊的勵磁電感上，如果變壓器磁芯不開氣隙，原邊勵磁電感感量會

17、很大，承受直流電流分量的能力很差，很容易飽和。所以磁芯需要開氣隙減小原邊電感感量，增加其承受直流電流的能力，而且需進一步校核驗證。需要說明的是，磁芯開氣隙也會有一系列負面影響：1、原邊勵磁電流增加，導通損耗增加；2、磁芯氣隙處的漏磁通切割線包（特別是線包是采用銅皮繞制的情況），由于渦流效應的影響，使其損耗增加。氣隙越大，開關頻率越高，線包離氣隙越近，損耗增加越明顯。 所以氣隙在變壓器滿足抗直流偏置電流能力的情況下，要盡量小。8、計算原邊繞組線徑忽略原邊勵磁電流以及變壓器損耗，在最低輸入電壓、額定輸出電壓條件下，原邊電流有效值最大。比如原邊用f0.21*15*7*2繞線進行原邊繞制，用兩個繞組并

18、聯繞制。 核算原邊電流密度： 9、計算原邊繞組銅損：繞組交流損耗為由于臨近效應，趨膚效應，渦流效應在繞組中產生的額外損耗。一般情況下，交流損耗比直流損耗要大很多。交流損耗和變壓器開氣隙，繞線選擇，繞制工藝有很大關系。所以有時針對上述環節進行優化比單純降低繞組的電流密度對變壓器損耗影響更大。銅導線電阻率銅導線導電率溫度系數計算原邊繞線電阻估計交流損耗為直流損耗的3倍10、核算繞組的電流穿透深度：該指標用來衡量在高開關頻率的工作情況下，由于趨膚效應的影響，繞組所用導線直徑需滿足以下要求：d<2den 11、計算副邊繞組線徑比如副邊用f0.21*20*6*8繞線進

19、行副邊繞制，用2個繞組并聯繞制 核算副邊電流密度： 12、計算副邊繞組銅損：計算原邊繞線電阻估計交流損耗為直流損耗的3倍13計算鐵損：計算磁芯體積  14計算變壓器總損耗 4.2輸出電感選型在大功率DC/DC變換器中，我司一直選用的是以鐵氧體為磁芯，繞線采用LIZI線多股絞合進行繞制。目前公司已開始選用高磁通磁環來替代鐵氧體，高磁通磁環相比于鐵氧體有以下幾點優勢，磁通密度高、氣隙均勻分布在磁環中、體積小、重量輕、散熱均勻等優勢。輸出電感的選型計算與變壓器的計算大體一致，下面不具體詳細列出。（1）根據下式確定電感電感量：（3）確定電感最大峰值磁密

20、，根據經驗選擇在0.25T以下；（4）確定電感繞線電流密度： 根據經驗，自然冷卻條件下，在全灌封的情況下選擇在2.5A/mm2以內；半灌封小于2.0A/mm2。 強迫風冷條件下,全灌封情況下選擇在3.5A/mm2以內；半灌封小于3A/mm2，上述只是根據經驗來做的初步選擇，具體還要根據實際運用環境、工況、實 際計算的損耗來具體確定電流密度。（5）  確定窗口利用系數，根據經驗，窗口利用系數選擇在0.3以內；（6）根據下列公式，可求出電感AP值；          &

21、#160;                             （5）（7）每一種不同型號的磁芯都有對應AP值，用步驟（9）計算出來的AP值去除以所選用磁芯（比如*EE160的磁芯）的AP值，即可確定所需要磁性付數NS；        

22、                                                   

23、;(6)4.3 輸出濾波電容計算其中t0為零時刻。根據電容的紋波電壓V可求得電容的電容量： 輸出電容設計計算注意事項：計算中沒有考慮輸出負載的輸入紋波電流，即認為負載為阻性負載。如果負載為變頻器或其它負載，一定要考慮其輸入紋波電流，計算總的紋波電流來選型輸出電容。如果薄膜電容和電解電容搭配使用，注意薄膜電容需就近紋波電流源放置：如變頻器的輸入端，全橋變換器的輸出端等；讓紋波電流盡量流過薄膜電容，提高電解電容的工作壽命。由于電解電容特性為：容量大，額定紋波電流??；薄膜電容的特性為：容量小，額定紋波電流大，所以建議電容的選型原則：小功率應用： 電解電容中小功率應用：電解電容+薄

24、膜電容中大功率應用：薄膜電容4.4 IGBT選型計算2 IGBT選型在硬開關情況下，建議IGBT的工作電壓降額不要大于60%；在極限情況下Ip_peak的最大值需要小于IGBT的Isc值,不然會產生擎柱效應,IGBT會無法關斷而損壞；IGBT的開通電流為Ip_vally ，關斷電流為Ip_peak ，以此來計算開關損耗；由硬開關全橋的工作過程分析可知，當IGBT開通時，其承受反向電壓為Vinmax/2；當IGBT關斷時，當其承受Vinmax/2反向電壓時，負載電流在變壓器副邊續流，不再流過原邊IGBT。由以上分析可知，可用Vinmax/2反向電壓來計算IGBT的開關損耗。根

25、據IGBT的峰值電流和工作電壓選取IGBT型號，然后進行損耗計算。 IGBT導通損耗計算校核IGBT散熱我司在工程設計中，冷卻方式采用的有自然冷卻、強迫風冷兩種方式，對于IGBT功耗是否合理采用以下方式進行判斷：（1）對于自然冷卻，IGBT模塊損耗功率除以IGBT基板面積的系數。（2）對強迫風冷冷卻，IGBT模塊損耗功率除以IGBT基板面積的系數。上述兩個判據并不是絕對的，對于我司部分產品由于工作時間非常短暫，這時就要考慮IGBT的實際工況及根據散熱分析進行更深一步的設計考核，判斷是否合理。4.6 基于MathCAD 軟件設計計算MathCAD是美國Mathsoft公司推出的一個交互式的數學軟件