1、最初，六端口技術應用于計量是因為它是一種衡量兩個電磁5復雜比率的非常精確的方法。許多文獻展現了六端口網絡分析器6。在過去的十年內，許多運用這個技術的新的應用程序被提出來，如在一個接收器的直接轉換7，在一個雷達系統的相位和頻率的區分8, 和多個無線電頻率信號的測向9。在最初的Li7之后，許多在六或者五端口技術基礎上處理數字接收機的文獻被發表10-12。射頻電路采用五端口首要的優點是非常大的頻率帶寬。Hesselbart4證明一個使用六端口反射計的負載的反射系數的測量在頻率范圍為2-2200MHZ上需運行超過30年。另一個五端口的同步檢波系統的優點是他與一個零中頻混頻接收機是相似的，即一個沒有濾波

2、器的本機振蕩器。射頻接收機的目的是與載波頻率來解調信號，復包絡, 振幅為，用一個由本機振蕩器產生信號其頻率和振幅分別為和。這兩個信號可由兩個合成的波表示電壓和可分別由上述公式（1）、（2）的實部求得。 圖1.經典同步接收機I(t)和Q(t)表示了同相和正交信號，圖1表明了經典的運用正交轉換的同步接收機，它進行的解調。然而，基帶信號I(t)和輸出信號Q(t)可以被直流偏置抵消，同相跟正交的失配，本機振蕩器的泄漏和偶數階失真13。五端口系統產生的三個基帶信號也有類似的問題。但是我們將證明他們可以被減小，用一個五電路的同步接收機和適當的校準方法。本文分為六個部分。五端口系統的工作原理在第二部分。校準

3、的方法在第三部分詳細介紹。相鄰信道信號的影響的研究在第四部分。自校準以抗干擾在第五部分闡述。自校準用與已知的I/Q序列相符的在數據破裂時接收的訓練序列來自校準五端口系統。以這種方式，自適應校正系數可以有效的防止虛假的信號和干擾。數據速率為200 kb/s頻率為2GHz的QPSK解調結果在第六部分給出。最后我們將介紹一個用五端口電路和同步自檢的多模多頻帶直流數字接收機。 圖2.五端口電路和同步接收機圖3.零偏置射頻功率檢測器II、五端口系統的工作原理五端口系統如圖2所示。五端口系統這個五端口電路包含一個雙輸入射頻線性電路，三個輸出和三個功率檢測器。這個射頻五端口系統可以有混合組件14，三個探測系

4、統15，一個移相器16，一個五口環17。這個線性電路用來將三個矢量添加到兩個輸入信號之間(和)，所以這三個輸出可以表示為：和什么時候為復參數取決于射頻線性電路在頻率為時的散射參數。這三個射頻電壓為公式（5）（6）（7）的實部:其中。和分別為和的模，和分別為和的相位。這些電壓在零-偏置射頻功率檢測器中輸入,這些檢測器如圖3所示。82-pF電容器是一個直流塊。五十歐姆的電阻與輸入功率檢測器匹配，Schootky定律給出了二極管電流與輸入射頻電壓之間的關系。式中，代表飽和電流二極管()。如果振幅的小于,我們可以用18近似(9)。圖4 等效電路輸出這個近似對于低輸入功率有效，所以用一個線性化技術19,

5、20采用二次插值法使對高輸入功率有效。射頻功率檢測器的輸出端口如圖418。為二極管電流由（10）定義，代表了功率檢測器的視頻電阻18，R和C是低通濾波器的組件。圖4表明的高頻部分被由低通濾波器濾除，所以正比于電流，相對應于公式（10）的基帶。三個輸出電壓為：其中方程（11）代表了功率檢測器的二次插值法，用公式（8）、（11）并假設，我們得到五端口電路輸出電壓的表達式：其中。每個電壓由三個部分組成。第一部分為本機振蕩器的自混頻，第二部分為已調信號的自混頻，第三部分為本機振蕩器和已調信號的混頻。最后的部分是理想的I/Q信號，隱藏在其他部分內。在經典的接收機，基帶I/Q信號由兩個混頻直接獲得。然而，

6、這五端口電路的三個輸出電壓由的直流偏置，的偶數階，和I/Q信號組成。所以，信號的處理必須應用在這三個輸出電壓以阻止直流偏置、偶數階和再生I/Q信號。下一部分解釋了I/Q解調的標定原理。III.五端口系統的工作原理A. 方法介紹校準程序包含計算校準常數，容許從三個輸出電壓中再生 I/Q 。首先，一些 簡化應用于輸出電壓方程，所以我們用三個輸出電壓和校準常數寫出I和Q的表達式。然后我們介紹校準常數的確定方法。在式（12），可以寫成兩個部分之和，如下：表示一個直流分量，表示一個時變分量。則式（12）變為其中參數相當于輸出電壓的直流分量，每個直流偏移可以通過減平均值被抵消抵消直流偏轉之后的三個輸出電壓

7、為：其中三個輸出電壓是三個時變參數、I(t)、Q(t)的線性組合，一個系統可以用式（16）描述的關系寫為其中我們假設矩陣P是滿秩，則我們得到其中結合式（18）和P矩陣的逆矩陣，I和Q信號可表示為：方程（19）和（20）定義了I和Q信號，三個輸出電壓，和六個實數校準常數。五端口系統的校準給出了六個實部常量，它允許從三個輸出電壓中再生I/O。這六個校準參數采用如下兩步進行校準：1） 已知I/Q序列長度為N的射頻信號由五端口電路的輸入端輸入。這個輸入生成三個輸出電壓（在直流偏置抵消之后），它們可以寫成：其中2）采用確定性最小二乘法，計算出的六個常量：在確定這六個實部系數之后，I/O可以用直流偏轉抵消

8、之后的三個輸出電壓進行解調16、19、20。下面介紹五端口系統校準的兩種方法。預校準方法：五端口系統可以在構建過程中的校準。一個已知的I/Q序列輸入到全頻段所用一個視頻端口，校準系數記錄在內存中。自校準方法:已知I / Q序列是一個接收的訓練序列。在一個TDMA（分時多址）系統中，這種全球通信系統（GSM），訓練序列在每個數據破裂被傳輸，所以我們用這個校準方法在破裂接收到后對系統進行自校準。B .校準常數的特性我們將學習校準常數的特性來精確理解I/Q的再生過程。定義六個向量：這個由式（16）定義的系統矢量關系式變為：方程（19）和（20）可以被視為兩個標量。從式（28）和（27）定義得兩個矢量

9、，我們得到通過式（28）定義的矢量并在（29）中替代，我們推斷出I有一下的關系式：通過驗證，我們得到I的如下的關系式：通過相同的方法，我們得到Q有如下的關系：方程(32)-(37)表明,校準步驟如下：抵消虛擬信號，其與預期接收信號的自混頻的時變特性符合式（32）和（35）。幾何性質為向量RG和IG垂直于向量L。分離信號I和Q 式（33）和36。幾何性質為向量RG和IG分別垂直于向量和。向量RG和IG的標準化。方程（34）和（37）表明向量RG和IG分別正比于和的逆。這個性質使得可以通過補償接收到信號的幅度來對IQ信號歸一化。也就是說，當是低，向量RG和IG的就是高，反之亦然。在接下來的段落里，

10、我們將研究相鄰信號的影響并介紹一種自校準的方法，即用一個訓練序列校準五端口系統并抵消相鄰信道的信號。IV.相鄰信道對五端口系統解調的影響在一個同步接收機，在天線（見圖1）之后的帶通濾波器濾除通帶以外的信號，所以頻率為理想的信號和相鄰信道信號接口在直流I/Q解調器的輸入端。在經典的同步接收機中，信道選擇是通過解調器的輸出端的低通濾波器獲得。但是，如果同步接收機被偶次失真破壞，I和Q信號被相鄰信道信號產生的虛擬基帶信號破壞21， 這個系統用二乘法來完成同步解調。該二乘法是偶次介法，所以該系統將有相鄰信道信號影響的問題。我們將探討五端口系統解調機相鄰信道信號影響。有鄰道信號，（5）（7）變為其中。表

11、示相鄰信道信號。復雜參數、和依賴于射頻電路在頻率的散射參數，所以在二極管檢波器輸入端的三個射頻電壓為：其中。參數和分別為的模和相位。使用二乘法（由（11）定義）并假設通道選擇有效，這三個輸出電壓正比于基帶信號相鄰通道在五端口系統的三個輸出電壓上產生與信號自混頻想適應的信號。該信號不能被濾除，因為它是一個基帶信號，如理想信號。五端口系統使用二次效應進行解調，所以我們可以在五端口系統的輸出端得到相鄰通道與預期信號混頻的基帶信號。相鄰信道的影響取決于調制類型。如果相鄰信道采用恒包絡調制如最小頻移鍵控（MSK），虛擬信號為一個直流分量，可以很容易抵消。如果相鄰信道采用時變包絡調制如過濾正交相移鍵控 ，

12、虛擬信號是時變的。在式（42）三個自混頻信號之和可以寫成：是三個自混頻信號的直流分量之和。和分別為和的時變分量。所以抵消直流偏移抵消后，五端口系統的輸出電壓為：其中和根據式（19）和（20）及式（44）定義得輸出電壓，我們定義并計算同相解調信號和正交解調信號，如下式：我們假設沒有鄰道信號影響下五端口系統已預校準，所以通過校準常數的特性，我們得到兩個擾動信號和：校準程序允許I/Q信號的再生且抑制，但是不能抑制相鄰信道信號。五端口射頻電路在頻率和的響應是不同的，所以參數不能核實（32）和（35）的關系。理想信號（I(t)和Q(t)）受到相鄰信道的干擾。在第五部分，我們提出一個新方法，用自校準方法抑

13、制相鄰信道的影響。V、五端口系統自檢方法在最后一部分，我們已經指導預校準方法不抑制相鄰信道的影響?，F在我們提出一個新的方法，在破裂接收時校準五端口系統并抑制時變虛擬信號。這個方法的三個步驟如下： 1）抑制干擾信號； 2）訓練序列的位置決定校準系統； 3）校準后，數據解調。A、 相鄰信道的抑制我們假設鄰道信號功率高于理想信號，因此我們得到根據假設，我們可以將（44）寫為：我們定義一個與相鄰信道符合的新向量：根據式（26）定義的向量和，式（50）定義得等式為如下向量關系：我們假設量、定義一個三角體。為抵消以和為代表的相鄰信道的影響，我們提出一個直觀的方法，即將矢量投影到垂直于矢量的平面P。平面P由

14、正交基底定義，具有如下性質：下面兩個坐標是向量投影到平面P的坐標：根據向量和基底B的性質，得投影表達式為：我們可以得到，這兩個投影和是獨立于相鄰信道信號。我們需確定基準B來計算投影。電壓和可由兩步確定。首先，我們在建立的滿足式（53）定義得特性要求的基底上確定的坐標。如果相鄰信道信號的功率大于理想信號，輸出電壓幾乎正比于時變電壓，所以我們有以下近似：我們必須取消時變電壓來得到的坐標，所以我們可以通過下面公式計算輸出電壓的標準差。根據輸出電壓的N個樣點，我們可以用向量表示三個標準差值如下：其中、表示矢量的三個坐標，矢量是個常量且正比于矢量，使用式（58），矢量計算為：矢量是個常數且正比于矢量。已

15、知矢量的坐標，基底可表示為：很容易看出矢量和滿足式（53）所給性質。 在確定基底B之后，我們可以計算出只依賴于信號I/Q信號的投影和。根據信號和，訓練序列被用于結構和碼元同步的定位。我們在V-B部分介紹這種方法。B、訓練序列的定位 在介紹這種方法之前，我們先介紹下射頻破裂傳遞的形式，如圖5所示。射頻破裂包含一個長度字符的訓練序列和一個字符的數據序列。表示字符率，輸出電壓在頻率取樣，具有如下關系：這里整數OSR表示超樣本比。五端口電路的三個輸出電壓由三個A/D轉換器采樣，可以得到OSR*N個采樣點，我們確認這個條件保證我們在取樣口有一個完整破裂。在時間采樣后的三個輸出電壓的可以表示為：其中 ，

16、， 。代表了一個字符采樣時間，表示了采樣周期。采樣輸出電壓儲存在內存中來進行分段解調。在抵消直流偏移，負載匹配和消除相鄰信道信號影響之后，我們得到信號和，可以表示為：22表示的幀同步的經典方法用于聯系接收的I和Q信號和訓練的I和Q訓練序列。我們對（67）和（68）不運用這個方法，因為I和Q信號不是分離的。為了避免這個困難，我們給出以下的方法。 我們定義以下一個復包絡：根據式（67）和（68），我們得到我們定義矢量為在的N*OSR計算值中，有一個由的個值組成矢量，它與字符的訓練序列I/Q相符合。我們通過以下的方法計算和訓練序列的關系。首先，我們將式（70）代入矢量（71）估計參量，和如下：其中

17、M表示已知的I和Q的訓練序列。我們用最小二乘法得到待估參數。我們定義矢量，它可以通過四個待估參數（73）和訓練序列計算得：我們確定測量值和估計值的二次誤差為表示厄米算符。用的表達式，我們可以簡化二次誤差23如下：其中。是的單位矩陣。我們計算從0到的誤差。當估計值與測量值的差最小時，二次誤差定義訓練序列的位置。根據值，我們根據式（66）確定以下的最優值： 為最優，它是符號同步估計值。 為最優，它是幀同步估計值。因此，符號同步和幀同步得到實現。同步方法需要計算誤差項，原則上，這個技術需矩陣反演。然而，訓練序列矩陣M需要反演是提前知道的，它可以預先計算和存儲。所以，矩陣反演不會增加采樣計算的復雜度，

18、只要一些矩陣乘法就可以很容易實現為一個有效的有限脈沖響應（FIR）作用于信號和。在同步方法后，我們可以再生I和Q數據。C、I/Q數據的解調方程（67）和（68）變成一下矩陣形式：從（77）得其中。我們根據式（73）和測量矢量，估計參數，和，它們與訓練序號相符。4個參量（a，b，c和d）根據如下關系式計算得：其中。最后，計算I和Q數據。在收到每個破裂，這個方法抵消相鄰信道的影響，實現符號和幀同步，再生I/Q數據沒有高復雜度的矩陣反演。這個方法與調制方法一同運行，比如相移鍵控法（PSK）、最小頻移鍵控（MSK）、或者正交幅度調制（QAM），我們只需知道I/Q訓練序列；因此，這個技術是多模的。這個五

19、端口電路的校準方法應用在每個破裂接收時，且不需要任何標準校正，與網絡分析儀校準一樣。圖5.射頻破裂形式VI、結果為驗證預校準和自校準，我們建立一個五端口系統直流射頻解調器實驗，我們用一個頻率為2GHZ經濾波過的正交相移編碼射頻信號。傳輸數據的形式如圖5。試驗臺的如圖6。13字符訓練序列為類似全球移動通信系統。 數據序列由64個字符組成。當字符速率等于100 ksamples/s時，因此，我們得到一個速率為200 kb/s，QPSK調制的射頻信號。臺架如圖5所示。圖6.射頻數字接收機的測試臺信號發生器Marconi 2031是一個本機振蕩器調諧在2GHZ，損失功率為0dBm。信號發生器HP443

20、1B產生調制在2GHZ的正交相移鍵控調制信號，射頻功率根據需要調整，且該發生器與本機振蕩器同步。信號產生器HP4431B產生干擾信號如一相鄰信道信號或者加性高斯白噪聲信號。理想射頻信號和虛擬射頻信號由一個功率合成器疊加并注入到五端口電路的射頻端口。所用的射頻線性五端口電路是一個2GHZ的五端口環。我們選擇這個結構因為這個電路用微帶技術易于生產，且易于我們處理我們的實驗。一些文獻描述用一個雙環結構設計寬帶五端口電路24,25。然而，五端口設計可以用一個移相器16，并且用單片微波集成電路(MMIC)技術非常容易整合。五端口系統的輸出電壓以800 ksamples/s采樣率被一個采集卡(PCI-61

21、10E)采樣。符號率為100 ks/s。因此，OSR=8且我們有八個采樣點/符號。在獲得1500個采樣點后，我們應用兩種解調算法（自校準和預校準）；這些軟件用C+實現。我們解調很多破裂并比較解調和傳輸的比特位來估計比特誤差率（BER）。圖7.理論的誤碼率與自校準和預校準的信噪比首先，我們測量了有加性高斯白噪聲的數字接收機的靜態條件。HP4432B被用于加性高斯白噪聲發生器。圖7代表了誤碼率跟信噪比相比（SNR）。圖7比較理論的誤碼率與四相相移鍵控的預校準和自校準的誤碼率。當BER=時，自校準實現損失為0.7dB，而預校準為1dB?？梢?，自校準的方法比與校準更有效。圖8.。接下來，我們測試數字接

22、收機的性能，即確保BER=理想信號的射頻輸入功率的靈敏度。發生器HP4432B 和功率合成器被移除。圖8代表誤碼率和正交相移鍵控調制信號的射頻功率。這個圖對比了兩個校準方法的性能。我們得到，在BER=時，自校準的靈敏度為-62.6 dBm，預校準的靈敏度為 -61.2 dBm。在我們的測試裝置中，靈敏度收到A/D轉換器的限制，這些結果被射頻五端口電路前的低噪聲放大器放大，通過基帶放大器放大三個輸出電壓，或者用更多的A/D轉換器。自校準的靈敏度通過數字接收機提高了1.4 dB。圖9.最后，有干擾信號的五端口系統的性能測試。首先，一個1.95 GHz的鄰道信號加到頻率為2GHZ射頻功率為-57dB

23、m的理想信號中。鄰道信號是一個符號率為100 ks/s過濾的正交相移鍵控調制信號。結果如圖9所示。這些曲線表示了五端口系統的兩個校準方法隔離鄰道信號的能力。表一.我們可以定義相鄰信道的隔離度區分干擾信號和理想信號的功率來確保誤碼率BER=0.001,我們總結在表一。我們可以看到自校準通過一個調制的干擾信號提高相鄰信道隔離度9dB。圖10.第二，頻率1.95GHZ的鄰道連續脈沖信號加到頻率為2GHZ射頻功率為-57dBm的理想信號中。 脈沖的時間為400，占空比為0.5；因此， 連續脈沖信號相當于一個TDMA/GSM移動臺信號（結果表示在圖10）。結果總結在表二中，表中標明自校準通過連續脈沖干擾信號提高鄰道信號隔離度11dB。27給出了一些關于五端口解調器的鄰道信號隔離度的一些結果。這些用于頻率為2.45GHZ數據率