1、相位法激光測距的設計電子工程學院詹雪嬌 2017110459史歌2017110481第一章 引言激光，是一種自然界原本不存在的，因受激而發出的具有方向性好、亮度高、單色性好和相干性好等特性的光。物理學家把產生激光的機理溯源到1917年愛因斯坦解釋黑體輻射定律時提出的假說，即光的吸收和發射可經由受激吸收、受激輻射和自發輻射三種基本過程1。所謂激光技術，就是探索開發各種產生激光的方法以及探索應用激光的這些特性為人類造福的技術的總稱。30多年來，激光技術得到突飛猛進的發展，利用激光技術不僅研制了各個特色的多種多樣的激光器，而且隨著激光應用領域不斷拓展，形成了激光唱盤唱機、激光醫療、激光加工、激光全息

2、照相、激光照排印刷、激光打印以及激光武器等一系列新興產業。激光技術的飛速發展，使其成為當今新技術革命的先鋒！激光和普通光的根本不同在于它是一種有很高光子簡并度的光。光子簡并度可以理解為具有相同模式(或波型、位相、波長)的光子數目,即具有相同狀態的光子數目。這些特性使激光具有良好的準直性及非常小的發散角,使儀器可進行點對點的測量,適應非常狹小和復雜的測量環境。激光測距儀就是利用激光良好的準直性及非常小的發散角度來測量距離的一種儀器。激光在A、B 兩點間往返一次所需時間為t, 則A、B 兩點間距離D 可表示為: D = ct /2,式中, c為光在大氣中傳播的速度。由于光速極快, 對于一個不太大的

3、D 來說, t是一個很小的量。如:假設D =15km, c = 3 105 km / s,則t = 5 10- 5 s。由測距公式可知,如何精確測量出時間t的值是測距的關鍵。由于測量時間t的方法不同,便產生了兩種測距方法:脈沖測距和相位測距。其中相位測距更加精確1。- 3 -第二章 國內外研究狀況相位式激光測距技術的研究起始于20 世紀60年代末,到80 年代中期陸續解決了激光器件、光學系統及信號處理電路中的關鍵技術,80 年代后期轉入應用研究階段,并研制出了各種不同用途的樣機,90年代中期,各種成熟的產品不斷出現,預計近期將是其應用產品大發展的階段,在中、近程激光測距應用方面有取代YAG激光

4、的趨勢。隨著激光技術的發展, 應用激光作精密光波測距系統的光源, 是現代測量儀器的一個顯著特點。據近年的資料, 國外用于大地測量、城市和工程測量的各類光電測距儀約15000多臺。其中, 長程及中程各占1/4, 短程測距儀占1/2。許多工業發達國家已把各種激光測距儀紅外測距儀作為標準設備, 裝備測量作業隊。 近年來，中長程激光測距儀的技術發展有以下特點: （1） 普遍采用He -Ne激光光源, 功率為15mW; （2） 普遍采用新穎的高效調制器, 如ADP(磷酸二氫銨NH4H2PO4), KDP(磷酸二氫鉀(KH2PO4), KD*P(磷酸二氘鉀(KD2PO4)等；（3）向自動化和數字化方向發展

5、。中遠程激光測距儀的精度主要是受到比例誤差的限制, 這是值得注意的。如美國的Geodolit-3G遠程激光測距儀, 其數字測相的分辨力達0.03 mm, 其固定誤差為0.03 mm, 但它的比例誤差仍有1 mm/km2。 為獲得測線的平均氣溫, 氣壓、濕度誤差影響1mm/km， 還需要用飛機沿測線作氣象測定, 這對作業無疑是不方便的。對比之下, 0.03 mm的測相分辨力, 對于單色激光的遠程測距, 并不必需。短程的光波測距儀通常以砷化鎵半導體(GaAs)紅外波段激光源的紅外測距儀為主, 實用上也有少量采用He -Ne激光作光源。這類儀器普遍在向自動化、數字化與小型化、一機多能的方向發展。按儀

6、器的功能可分為單測距儀器, 測角與測距相結合的儀器, 測距、測角與計算三結合儀器(電子速測儀)及高精度的短程測距儀這四類。單測距的儀器都采用強制歸心基座可與經緯儀交替使用, 以利于邊角測量和導線測量的實施, 這類儀器也可采用激光光源。角、距結合的儀器有二種: 一種是測距系統作為經緯儀的附件, 積木式裝在經緯儀上, 將自動測距與經緯儀測角相結合直接為水平距離并能作坐標差Dx、Dy的計算. 如DI-3及DI-3S; 另一種能將自動測距與光學測微器- 2 -廣東技術師范學院本科畢業論文（相位法激光測距的理論設計）讀數測角一并設計的整體型儀器, 為光電測距經緯儀,如SM112。 測角、測距、計算三結合

7、的儀器(如AG710)分主機和數據處理二個部件。測角部分采用編碼度盤, 角度和距離一樣都能自動數字顯示。自動歸算的功能包括自動計算水平距離、高差, 自動進行氣象修正以及自動算出相對于測站的待定點極坐標, 并能自動記錄在孔紙帶上。所以這類儀器又稱為電子速測儀。這類儀器的應用與普及, 將使傳統的城市測量工程勘測、小區域的地形測量技術為之大大改觀, 它把測距、測角、測高和計算在一臺儀器上結合起來, 從而在測站上僅幾秒鐘之內就直接獲得測量點的坐標, 并利用穿孔紙帶為自動繪制地形圖、斷面圖迅速提供了大量的原始資料。短程測距儀的精度主要是提高測相精度, 因為這類儀器的測程多數 在12km之內, 相對遠距離

8、來說其比例誤差的影響不是主要因素。短程測距儀的精度主要影響是固定誤差, 而固定誤差中又是測相誤差占主要地位, 因此, 減少測相誤差, 是研制高精度短程相位測距儀的關鍵。然而在一定的測相精度下, 提高調制頻率是一個行之有效的措施。- 4 -第三章 相位法激光測距技術改進方法設計相位法激光測距是利用發射的調制光與被測目標反射的接收光之間光強的相位差所含的距離信息來實現對被測目標距離的測量。由于采用調制和差頻測相技術, 具有測量精度高的優點, 廣泛用于有合作目標的精密測距場合。激光相位式測距儀由于其測量精度高而被廣泛地應用于軍事、科學技術、生產建設等領域。相位式測距儀的基本原理是通過測量連續調幅信號

9、在待測距離上往返傳播所產 生的相位延遲,來間接地測定信號傳播時間,從而求得被測距離. 因此,信號相位測量的精度也就決定了激光測距儀的精度6。測距儀相關檢測技術是信號檢測領域里一種重要工具,它能在低信噪比的情況下提取出有用的信號,具有較強的抗噪聲的能力,如同頻域里的譜分析一樣,時域里的相關分析幾乎在信號的所有領域里都有應用,例如圖像處理、衛星遙感、雷達及超聲探測、醫學和通信工程等。在此本文設計一種新型的激光相位式測距儀,它將現代數字信號處理技術應用于測距系統,利用數字信號處理芯片的強大的數據運算功能,對采集的信號進行數字相關運算,計算出測量信號與參考信號的相位差,繼而得到距離值。31 激光相位式

10、測距的基本原理傳統的相位法激光測距機,為了提高測量精度,通常需要把激光調制頻率提高到幾十兆甚至幾百兆；為了增大量程,通常把激光調制頻率降低到幾兆甚至更低;為了提高測量相位的精度,通常把發射信號和回波信號與本振混頻進行移相和鑒相測相。如要同時實現高精度和大量程,則需要多組激光調制頻率,且隨著測量精度的提高,調制頻率會不斷的提高,這些對電路性能要求會越來越高,電路的復雜度也會隨之增大,各個信號之間的串擾會隨之嚴重,這給高精度激光測距機的設計和制造帶來很大的困難。為了克服這些困難,本文提出了一種把直接數字合成(DDS)技術與數字信號處理器(DSP)相結合的激光測距方法,利用DSP強大的實時信號處理的

11、特點和DDS 器件能在一定帶寬內產生任意頻率的特點,只需把調制頻率限制在10兆赫茲以內就可以達到很高的測量精度和很大的量程,而且在工作量提供了一定的理論設計6。本文就其基本原理, 系統框圖和誤差分析- 8 -第四章數字相關檢測技術改進方法設計做詳細的論述。光以速度c 在大氣中傳播，在A、B 兩點間往返一次所需時間與距離的關系可表示為：L= ct/2。上式中L 待測兩點A、B 間的直線距離；c 光在大氣中傳播的速度；t 光往返AB 一次所需時間。由上式可知，距離測量實質是對光在AB 間傳播時間的測量。由于對時間測量不夠精確，所以將對時間的測量轉化為對相位差的測量。相位差的測量可以達到很高的精度，

12、故而距離的測量也就達到了很高的精度7。激光測距是用無線電波段的頻率,對激光束進行幅度調制并測定調制光往返一次所產生的相位延遲,再根據調制光的波長換算此相位延遲所代表的距離。即用間接方法測定出光經往返測線所需的時間,如圖4.1所示。圖3.1測距相位示意圖Fig.4.1 range finder phase schematic drawing相位式激光測距一般應用在精密測距中。由于其精度高,一般為毫米級,為了有效地反射信號,并使測定的目標限制在與儀器精度相稱的某一特定點上,對這種測距儀大多配置了被稱為合作目標的反射鏡。圖3.2為典型的模擬測相電路的原理圖8：- 7 -圖3.2 模擬測相電路原理圖F

13、ig. 3.2 the simulation measures the electric circuit schematic diagram為討論方便,這里作如下假設：1) 設主頻率信號和參考頻率信號的初始相位為0。2) 測量的距離小于c2/ fs(一般稱為光尺) ，這里c 為光速，約等于300000000m/s , fs 為調制頻率。3) 假設干擾噪聲為0。設主頻率信號S1 = A cos ( wst ) , 參考頻率信號S2 = Bcos ( wt ) , 且fs f0 , 那么接收的信號應該為R = Ccos ( ws +) 。式中:表示相位變化,那么經過混頻器和低通濾波器的信號分別為：

14、E1 = Dcos ( ws - w)t , E2 = Ecos ( ws - w)t +。最后由檢相電路來檢測相位差, 即可得到時間差t =/2fs，距離L =c/2fs。3.2 差頻測相技術3.2.1 差頻測相基本原理相位式激光測距的核心就是測量反饋回路和接收回路兩路信號的相位差，相位測量的誤差大小直接決定距離測量的精度23。在實際的相位差測量中，要采用數據采集模塊對反饋和接收兩路信號進行數據采集，由于調制激光的調制信號頻率高，數據采集要滿足奈奎斯特采樣定理，即對數據采集模塊的采樣頻率的要求就很高，不利于數據采集。其次，相位變化與信號的頻率相關，即頻率越低，周期就越長，相位變化所需要的時間

15、就越長，更方便測量信號的相位，因此對于低頻信號的測相精度要高于高頻信號的測相精度。基于上述兩方面原因，需要把高頻信號轉換成低頻信號且轉換后的低頻信號的相位不變，進而對低頻信號進行相位差測量，這就是差頻測相。差頻測相原理框圖如圖2.2 所示。圖3.3 差頻測相原理圖調制激光的調制信號為主頻信號，設主頻信號為：本振信號為：激光發射傳播一段距離后的接收信號為：反饋信號經過混頻電路后的信號為：接收信號經過混頻電路后的信號為：由上式可知，混頻后的兩路信號的相位差與混頻前兩路信號的相位差相同，這就是混頻電路只改變頻率而相位不改變的原理。所以，在相位式激光測距系統電路中加入差頻測相，既可以保證數據采集的便攜

16、，又能提高距離測量的精度。3.2.2 差頻測相電路差頻測相電路的實現，既可以使用模擬鑒相電路也可以使用數字測相電路。傳統的模擬鑒相電路存在體積大、電路結構復雜、功耗大、使用不便捷等缺點，因此，現代激光測距的鑒相大多采用數字鑒相電路，數字鑒相電路結構簡單，測量精度高而得到廣泛應用。差頻數字測相結構框圖如圖所示。圖 3.4 數字測相結構框圖數字測相電路使用頻率合成器產生主頻和本振信號，經過混頻后的信號通過 A/D 采樣進入數字信號處理器，把模擬信號的相位檢測轉換成數字測相，并利用 DSP 強大的數據處理能力，完成兩路信號的相位計算，提高了相位測量的精度和速度。數字測相電路測量精度高、實時性好。3.

17、2.3 數字鑒相方法 數字鑒相使用計算機或者微處理器作為鑒相的核心單元，大大簡化了鑒相電路結構，并且成本低廉，精度高，抗干擾能力強。常見的數字鑒相方法有相關分析鑒相法、向量內積鑒相法、基于 FFT 數字鑒相法。（1） 相關分析鑒相法中，如果兩個信號分別為：其中，為兩信號的相位差， N 1(t),N2(t)表示噪聲信號。兩信號的相關函數為：鑒相信號和噪聲信號是不相關的，且不同噪聲信號也是互不相關，因此可以得到：因此，可求得相位：根據自相關函數和信號幅值之間的關系，可得到如下關系式：因此兩信號相位差亦可表示為：相關分析鑒相法的離散時間可表示為：把上述公式可得到兩數字信號的相位差。（2）向量內積鑒相

18、法的基本原理，內積鑒相法用于求一個信號與初始相位為零的信號的相位差，向量內積鑒相法是通過傅里葉變換推導出來的。其中n為采樣點數，fs為采樣頻率，則信號相位轉換成數字信號的相位為：（3）基于 FFT 數字鑒相法原理就是首先對所求的兩個信號分別進行 FFT 運算，分別找到這兩個信號的主譜線，兩個信號主譜線所對應的相位差就是兩個信號的相位差。3.3 系統電路總體設計方案相位式激光測距系統原理框圖如圖所示。系統主要由控制模塊、鎖相環 PLL 時鐘發生模塊、激光發射與接收電路、光電流前端放大電路、自動增益控制模塊、混頻和選頻電路和數據采集及相位檢測組成。圖 3.5 系統框圖 控制器通過控制鎖相環時鐘發生

19、器產生調制激光的主頻信號，主頻調制信號與直流偏置疊加后驅動紅外激光二極管，激光器一部分光束直接反饋到參考光電探測器，另外一部分光束發射并傳播一段距離后經光電探測二極管接收，參考信號和接收信號都經過光電流放大電路、自動增益控制電路等信號調理電路使信號放大。經過調理后的兩路信號均與本振信號進行混頻濾波處理，獲得低頻信號，進而對低頻信號進行數據采集和相位計算。下面對系統的幾個主要組成部分作簡要描述。（1）調制信號發生器 調制信號發生器采用低噪聲、低抖動、雙鎖相環架構的 PLL 時鐘發生器，可以有效的減小相位噪聲和時鐘抖動，從而改善距離測量的精度。主振信號用于調制激光器，本振信號用于混頻處理以便于數據

20、采集。（2）激光器調制 信號發生器產生的的主振信號經過功率放大后，外加提供直流偏置的驅動電路驅動紅外激光二極管產生調制光波，調制光波遇到目標物體后反射，光束反射至光電接收二極管，使光信號轉換成微弱的電流信號，完成光信號的解調。（3）自動增益控制電路 由于光電轉換后的電信號特別微弱，且為了滿足之后的混頻處理對輸入信號幅值的要求，在光電流信號方法之后，采用了自動增益控制電路，通過調整其放大倍數使信號幅值滿足混頻電路的輸入要求。電路中通過改變電阻值來改變控制電壓端的控制電壓，從而調整增益以滿足信號幅值的需求。（4） 混頻 由于調制信號的頻率高，對采樣頻率要求就很高，不利于數據采集，因此為了獲得中頻信

21、號，調制信號通過與本振信號混頻濾波后獲得相位信息一致的中頻信號，便于數據采集。（5）數據采集和相差計算 兩路差頻信號經過混頻、濾波、放大后由數據采集模塊對數據采集，之后通過 matlab讀取采集到的數據，并在 matlab 中編寫鑒相程序求得兩路信號的相位差，從而計算出距離。3.4 電路設計指標分析 本文相位式激光測距系統電路設計指標為：距離測量范圍為30m，實現測距精度2mm。根據公式可知，測距精度隨調制信號頻率的增大而減小，并考慮到測量范圍以及測距最大不模糊距離等因素，系統選擇10MHz的主頻信號作為調制激光信號發射光束。影響距離測量精度有多方面因素，主要包括時鐘源信號抖動、硬件調理電路所

22、帶來的相移變化、各電路模塊溫漂產生的相移變化、數據采集中采樣頻率量化精度造成的測相誤差等。系統電路設計首先需要降低時鐘抖動對測距精度的影響，就必須選擇低抖動低噪聲的時鐘源。10MHz 主頻信號下，想要達到系統要求的測距精度，如果僅僅考慮時鐘抖動產生2mm的測距精度，根據相位式測距公式則可以推導出測距精度公式：式中，f 為時鐘抖動量化成頻率誤差。如果相位偏移誤差為零，測量距離為 30m，因時鐘抖動產生2mm誤差，需時鐘抖動產生的頻率誤差f 為667Hz的頻率誤差。如果時鐘抖動為零，則測距精度跟相位偏移誤差有關，產生2mm測距誤差，測量距離30m，則相位偏移最大不超過0.024度。3.5 本章小結

23、本章詳細的闡述了相位式激光測距的基本原理、差頻測相技術和鑒相方法，提出了系統的總體設計方案和電路組成部分。本系統主要包括時鐘產生模塊，激光發射和接收模塊，信號調理模塊和相差檢測模塊，通過理論分析計算給出設計指標。第四章 鎖相環時鐘硬件電路設計 系統采用美國TI公司的低抖動、低噪聲雙鎖相環架構時鐘發生芯片LMK04010，可以實現五路差分2VPECL/LVPECL 信號輸出，LMK04010精密時鐘發生電路設計結構主要框圖如圖3.5所示。其中電源部分采用3.3V 電壓供電；CLKin0、CLKin1為PLL1 參考時鐘輸入，可支持高達400MHz的頻率；u Wire header接口可實現PC端

24、與主控芯片之間通訊；Fout為VCO輸出，用來檢測VCO 輸出是否準確，進而判斷電路工作是否正常；OSCin端口的VCXO的最大頻率為250MHz，OSCin輸入信號反饋到PLL2的相位比較器上作為PLL2的相位和頻率基準，PLL2 相位比較器的基準時鐘輸入端還提供了一個可選用的倍頻器，可以降低PLL2的帶內噪聲；PLL2 內部還集成了一個內置的 VCO，以及可供選擇的內置環路濾波器件，可以對PLL2 提供三階或四階環路濾波器。VCO輸出信號經過VCO 分頻路由到內部時鐘總線上，并通過各通道的分頻器將信號獨立配置到所在通道上，5個輸出通道中每一個通道都有一個分頻器、延遲、輸出緩沖器，通過配置內

25、部16寄存器的值可以實現300k Hz到600MHz之間的頻率輸出。圖4.1時鐘硬件電路設計 本系統設計中，要求主振信號頻率為10MHz，本振信號頻率為10.005MHz，然而實際的鎖相環時鐘電路只能產生相近的頻率，實際設計中產生的是主頻信號頻率為10.0087MHz，本振信號的頻率為10.0146MHz。時鐘發生模塊電源使用8.4V的鋰電池供電，由于時鐘芯片供電電壓為3.3V，因此使用AMS1117-3.3電源轉換芯片將8.4V 電壓轉換成3.3V給時鐘芯片供電。參考時鐘輸入選擇的是CLKin1通道，采用61.44MHz的溫控晶振作為作為PLL1 參考輸入時鐘信號，PLL1的R分頻器設置為1

26、20，則 PLL1的相位探測頻率PDF 為: fPDF=61.44MHZ/120=512KHZ，且電荷泵電流為 0.08m A，PLL1經過二階環路帶寬濾波器，其中窄帶濾波器帶寬為99Hz，可以濾除參考輸入信號的絕大部分相位噪聲，有效減小了輸出信號的時鐘抖動。實際電路中配置 PLL2_N 倍頻值為303，計 算 得 到VCO輸 出 頻 率 為1241.088MHz。同理，設置PLL2中的R寄存器值為85，N寄存器值為859，其他值均相等，則可得到10.0146MHz的本振信號。圖4.2 主頻信號10.0087MHz波形圖圖4.3本振信號10.0146MHz波形圖第五章 相位式激光測距硬件電路設

27、計5.1 相位式測距硬件電路總體設計相位式激光測距硬件電路基本原理框圖如圖 5.1 所示，硬件電路主要由激光調制與發射、光電接收放大、自動增益等信號調理電路、混頻選頻模塊、數據采集及數據處理組成。圖5.1 相位式激光測距硬件電路基本原理框圖如圖 鎖相環時鐘電路產生 10.0087MHz 的主頻調制信號，調制信號為電壓信號，而激光二極管為電流控制器件，因此必須使用跨導運算放大器將電壓信號轉成電流信號調制激光器，激光二極管是電流控制器件，需要一定大小的直流信號才能驅動激光發射光束，直流信號與調制電流信號共同驅動激光器，發射攜帶調制信號信息的紅外光束。對于參考信號和接收信號，采用兩路完全一致的信號調

28、理電路，設計的目的就是使兩路接收信號經過調理電路時能夠產生一致的相移，達到高精度的距離測量。信號經過各個電路模塊，電路周圍的電容電阻以及運放本身都會噪聲信號有一定的相移，兩路信號相移不一致就會帶來很大的測相誤差，造成距離測量的精度大大減小甚至達不到設計要求。例如上述硬件電路框圖中的自動增益控制電路，由于測量距離有遠近之分，近距離接收到的信號強而遠距離傳播后接收到的信號就弱，因此需要自動增益控制電路來保證輸入到混頻電路部分的不同距離的信號幅度一致，直接反饋接收一路完全無需增加自動增益控制電路，因為其直接接收到的信號強弱始終一樣，控制好后級放大電路的增益完全可以滿足混頻電路輸入信號幅度的要求，但是

29、，考慮到自動增益控制電路帶來的相移，使兩路相位改變不一致，因此采用兩路完全一致的信號調理電路甚至光電放大及后級放大倍數都一致，目的是為了減小因電路本身帶來的相移，提高系統的測距精度，也就是設計成這種電路結構的主要目的。另外，接收電路各個模塊部分實際應該選擇雙路芯片，避免外部干擾而造成一定相移，并大大減小電路體積大小以及功耗。但是，考慮到項目處于初級研究階段，實際電路均選擇單運放及信號調理電路芯片來測試系統電路的性能。經過信號調理后的參考信號與測量信號頻率很高，直接對其進行數據采集比較困難，對采集電路要求極高成本很大，因此需要將高頻信號降到低中頻段，需要混頻電路來實現，系統中使用 10.0146

30、MHz 的本振信號分別與參考及接收主頻信號進行混頻，混頻后為多頻率信號，需要通過選頻濾波網絡使低中頻信號（6k Hz）通過而濾除高頻信號（20MHz），之后對兩路信號采集并對信號進行數據處理得到兩信號相位差。以上就是硬件電路設計的整體思路及設計方案。5.2 激光調制發射電路本文考慮到相位式激光測距系統設計的要求，需要采用體積小、轉換速率快、壽命長、可以直接調制的激光器，因此系統選擇體積和能耗非常小的半導體激光器作為測距光源。系統選擇國產的 BLLD-PFA2-D3110A-1GR 尾纖式紅外半導體激光器，其回波損耗相當低，適用于遠距離傳輸。激光二極管是電流控制器件，因此需注入電流來激勵激光二極

31、管。激光二極管均有其閾值電流這一參數，當注入激光器電流大于其閾值電流，激光器才能被激勵而產生激光，當注入電流持續增大時，輸出的激光亮度增強，功率增大。激光二極管是極好的光電轉換器件，其量子效率高，極小的電流變化也會輸出很強的光，因此系統對激光二極管驅動電流有很高的要求。在通常情況下，采用恒流驅動來驅動激光二極管，可以利用負反饋來控制整個回路從而直接控制驅動電流。課題中激光調制發射電路主要包括激光調制電路和直流偏置電路。5.2.1 激光調制電路本系統中，對激光二極管進行直接振幅調制，激光二極管是電流控制器件，并且系統使用 10.0087MHz 的高頻調制信號，必需使用高速跨導運算放大器將電壓調制

32、信號轉換成電流調制信號，選用高速運算跨導放大器 OPA860 實現把電壓信號轉成電流調制信號以調制紅外激光二極管，激光二極管調制電路原理圖如圖 5.2 所示。圖 5.2 激光二極管調制電路5.2.2 直流偏置電路驅動激光二極管發射光束需要一定大小的直流信號，只有當流過激光二極管電流大于其閾值電流，激光器方可發射激光束，因此，需有直流偏置電路來驅動激光二極管。調制電流信號和直流偏置疊加后驅動紅外激光二極管，使用精密運算放大器 OPA602 和PNP 型三極管 MMBT3906 提供直流偏置來驅動半導體紅外激光二極管，運算放大器提供直流電壓，只需選用普通的低價格的器件足以滿足設計要求。直流偏置電路

33、如圖 5.3所示。圖 5.3 直流偏置電路精密運算放大器OPA602同向輸入端接一個10k的電位器接到5V的電源上，調節滑動變阻器可以改變同向輸入端的電壓，根據運算放大器虛短的原理，U+=U-，電壓的變化可以控制三極管輸出電流的大小，這種控制電流電路結構簡潔，PCB 布局方便，大大減小電路板體積，并且可以很方便的調節驅動電流大小，有利于電路的調試。考慮到紅外激光二極管的最大驅動電流，為避免因調節電位器而產生過大的電流而燒掉紅外激光二極管，紅外激光二極管的最大驅動電流為35m A，因此把 R74電阻值設定為 200，這樣即使通過調節電位器，三極管輸出最大電流為 25m A，不會因調節電流而燒掉紅

34、外激光二極管。5.3 光電子接收及其放大電路調制信號以激光為載波發射出去，發射后的光束一部分直接反饋到內部的光電探測器中，經光電轉換后作為參考信號通過信號調理電路。另一部分光束在尾纖中傳播一定距離后經探測器把光信號轉換成電流信號，并對微弱的電流信號進行放大處理。5.3.1 光電流放大電路激光發射后的調制光束經過 PIN 光電二極管將光信號轉換成電信號，微弱的電信號需光電流前端放大電路把電流信號轉換成電壓信號。光電流放大電路選用的是 ADI 公司的低噪聲、1GHz Fast FET 運算放大器 ADA4817-1，它是一款高速、低失真、低噪聲的運算放大器，主要應用于光電二極管放大器、數據采集前端

35、、DC 驅動器。該放大器有一個高速輸出級可以驅動高負載，低噪聲、皮安級輸入電流使其特別適合與光電二極管前置放大器。光電流放大電路原理圖如圖 5.5 所示，反饋電阻即 R45 選擇 2k 的電阻值，對探測器轉換后的微弱電流信號放大 2000 倍，使輸出信號幅度達到 40 毫伏左右，并在 R45上并聯一個 0.5p F 的電容，增加電容可以在環路傳輸中創建一個零點，能有效的補償極點的影響并使信號的帶寬降低，使電路更加穩定。芯片電源端選擇電感加電容濾波，小容值去耦電容濾除高頻噪聲、大容值濾除低頻噪聲，這種電源去耦結構設計可以大大減小電源端的噪聲。輸出端接小電阻可以很好的匹配兩級運放，減小高頻信號的反

36、射，接電容可以濾除直流信號，防止直流信號對下級電路造成影響，并且電容和下級電路輸入端接電阻可以構成基本的 RC 低通濾波器，提高信號質量。、圖 5.5 光電流放大電路5.4 信號調理電路設計根據探測器的回波功率這一參數，通常情況下 PIN 光電二極管探測的回波功率與被測距離的平方成反比 ，因此，測量的距離越大，探測器接收的光信號越小，經過光電流轉換后的信號幅值就越小。為滿足混頻電路輸入信號幅值的要求需要自動增益控制電路（AGC）。信號調理電路主要包括自動增益控制電路和后級信號放大電路，使信號幅值達到混頻電路輸入信號幅值要求。5.4.1 自動增益控制電路自動增益控制電路就是根據輸入信號的大小自動

37、的調節增益從而使輸出信號穩定在一定范圍之內。本文采用 TI 公司的低噪聲、寬頻帶的可變增益放大器 LMH6505，包含閉環輸入緩沖、電壓控制可變增益及輸出運算放大器。輸入緩沖是跨導級，它的增益由電阻GR 決定，輸出運算放大器增益通過反饋電阻FR 來設定，最大增益VMAXA 為GFRRK / ，其中 K 為增益控制系數。增益控制輸入引腳的控制電壓GV 的范圍為02V，考慮到電路的簡潔以及成本，系統中通過電位器以及電阻外接到 5V 電源上，利用電阻分壓原理通過改變電位器的值來改變控制電壓引腳的電壓值，從而控制運算放大器的放大倍數，直到輸出信號滿足系統的要求。LMH6505 理論的增益計算公式為：其

38、中 K=0.94，N=1.01V，室溫下 Vc=79m V。本文設計的自動增益控制電路原理圖如圖 5.8 所示。系統電路設計中，RF 值設置為1.02k，RG為 340 歐，則根據公式求得電路最大的放大倍數為 2.82 倍，電壓控制引腳外接一個 5k 的電位器串聯一個 5k 電阻，之后并聯一個 2k 的電阻接地，通過電阻分壓原理計算得到，電壓控制端的控制電壓范圍為 0.831.43V，根據公式計算求得自動增益可調節的放大倍數范圍為 0.262.82 倍之間。由于之后還有一級放大電路且放大倍數為30 倍，自動增益設置的調節范圍不大，使其可以壓縮信號，以滿足混頻電路的輸入信號幅度要求。圖 5.8

39、自動增益控制電路5.4.2 后級放大電路為了滿足混頻電路輸入信號幅值的要求（AD834 輸入信號幅值為 1V），如果僅有自動增益控制電路，放大倍數無法滿足要求，其次，參考信號和測量信號如果只通過自動增益放大，兩路信號增益差會引入更大的相移，因此需要后級放大電路，使經過自動增益控制電路后的信號放大到1V左右。在設計中，考慮到寬帶高速放大電路后級輸入端的分布電容，分布電容成為放大電路的容性負載，很容易引發自激振蕩，因此，選用電流反饋型運算放大器可以有效避免自激，其次，運算放大器輸出端串聯50耦合電阻能夠很好的起到相位補償避免產生自激。系統后級放大電路選擇AD公司800MHz，50mW 電流反饋型運

40、算放大器 AD8001，系統后級放大電路原理圖如圖4.11所示，由于經過 AGC 的信號幅值為36 mV 左右，為了滿足混頻輸入信號幅值的要求，通過選取電阻使放大倍數為30倍。實際電路測試中，輸出信號波形穩定，幅值為1.02V，滿足設計要求。圖 5.11 后級放大電路原理圖4.5 混頻及選頻電路4.5.1 混頻和選頻電路設計調制信號的頻率高達 10MHz，高頻信號的采集、處理都對電路有更高的要求，因此需要將高頻信號頻譜搬移至低中頻。常用的技術就是混頻處理，混頻電路由混頻非線性器件及帶通濾波器組成，常用的混頻器件有二極管、三極管、以及集成乘法器，其中乘法器混頻效果最優，混頻后頻率成分少，有極好的

41、載波抑制能力，結構簡單，因此選用AD公司的 500MHz 高速四象限模擬乘法器AD834，其頻率響應范圍為500MHz，乘法計算誤差小于0.5%，滿量程1V 信號輸入，4m A 差分電流輸出。當采用單端輸入方式時，如果信號源內阻為50，則會在輸入端產生1.125 mV的失調電壓，為消除該失調電壓，可在另一個輸入端接一個與信號源內阻等值的電阻接地即可。系統混頻選頻電路原理圖如圖5.14所示。圖 5.14 混頻及選頻電路原理圖系統混頻輸入端的兩個信號頻率分別為10.0087MHz 和10.0146MHz 頻率的正弦波，經過混頻電路后，頻率成分比較復雜，而我們需要的是低頻信號，因此需要選頻電路使6k Hz 信號通過而高頻信號被濾除。選頻電路選擇的是電壓傳輸函數大于1的無源RC帶通選頻電路，該電路獨特的優點就是電