1、通信原理實驗指導書通信原理實驗指導書山東科技大學電子通信與物理學院2014年6月注: 實驗二可不做，可用MATLAB實現COSTAS環代替。COSTAS環用M代碼和Simulink實現皆可，報告重要給出代碼或模型，各點的波形，以及解調結果。37實驗一 VCO數字鎖相環電路實驗一、實驗目的 1.掌握VCO壓控振蕩器的基本工作原理, 加深對基本鎖相環工作原理的理解；2.熟悉鎖相式數字頻率合成器的電路組成與工作原理。二、實驗儀器1.RZ8621D實驗箱1臺2.20M雙蹤示波器1臺3.小平口螺絲刀1只 三、實驗電路工作原理 本單元可做基本鎖相環和鎖相式數字頻率合成器兩個實驗。總體框圖如圖8-1,電路原

2、理圖如圖8-2所示。 圖8-1 基本鎖相環與鎖相式數字頻率合成器電原理框圖圖8-2 VCO電路電原理圖1.4046鎖相環芯片介紹（略）詳見所附光盤4046芯片2.VCO壓控振蕩器所謂壓控振蕩器就是振蕩頻率受輸入電壓控制的振蕩器。 4046鎖相環的VCO是一個線性度很高的多諧振蕩器，它能產生很好的對稱方波輸出。電源電壓可工作在3V18V之間。本電路取+5V電源。它利用由門電路組成的RS觸發器控制一對開關管輪番地向定時電容C1 正向充電和反向充電，從而形成自激振蕩，振蕩頻率與充電電流成正比。與C1的容量成反比，振蕩頻率不僅與定時電容C1、外加控制電壓Ui有關而且還與電源電壓有關，與外接電阻R1、R

3、2的比值也有關。 3.鎖相式數字頻率合成器工作原理 從圖8-2可見，UB02(MC14522)、UB03(MC14522)為二級可預置分頻器，全部采用可預置BCD碼同步1/N計數器MC14522，可由4位小型撥動開關選擇。UB02、UB03分別對應著總頻比N的十位、個位分頻器，UB02、UB03的輸入端一方面SWB02、SWB03分別置入分頻比的十位數、個位數以8421 BCD碼形式輸入（但10101111數值還是起作用的，有興趣的同學可用一些與門、非門設計一個簡單的約束電路，使這些范圍取值一略為0000）。 使用時按所需分頻比N預置好SWB02、SWB03的輸入數據，f0 = NfR，3位程

4、序分頻器MC14522的數據輸入端P0P3分別接有510K的下拉電阻，當SWB02、SWB03沒有對該系統單元數據輸入時，即開路狀態時，此時下拉電阻把數據輸入端置“0”電平；當SWB02、SWB03工作時，則有相應的“1”電平輸入到數據輸入端，使之置于“1”電平狀態，以便程序分頻器進行處理。 在圖8-2電路圖中，當程序分頻器的分頻比N置成1，也就是把SWB02均斷開，SWB03置成“0001”狀態。這時，該電路就是一個基本鎖相環電路。當二級程序分頻器的N值可由外部輸入進行編程控制時，該電路就是一個鎖相式數字頻率合成器電路。輸入頻率由薄膜鍵盤進行選擇，1KHZ或2KHZ方波信號，則把來自實驗一的

5、時鐘信號發生器1KHz或2KHZ方波信號輸入到該14引腳。當鎖相環鎖定后，可得到： fRfV 其中 fVf0/N ,代入得： fR=f0/N 移項得： f0=NfR 由此可知，當fR固定不變時，改變二級程序分頻器的分頻比N，VCO的振蕩輸出頻率(也就是頻率合成器的輸出頻率)f0也得到相應的改變。這樣，只要輸入一個固定信號頻率fR，即可得到一系列所需要的頻率，其頻率間隔等于fR，這里為1KHz。選擇不同的fR，可以獲得不同fR的頻率間隔。在用實驗一信號發生器產生的時鐘信號頻率時，其準確頻率為1.024KHz，而不是1KHz。因而經過二級程序分頻器與鎖相實驗后，VCO壓控振蕩器的輸出頻率也應當是1

6、.024KHz的N倍數。四、 實驗內容(一)基本鎖相環實驗 1.觀察鎖相環路的同步過程； 2.觀察鎖相環路的跟蹤過程； 3.觀察鎖相環路的捕捉過程； 4.測試環路的同步帶與捕捉帶，并計算它們的帶寬。(二)鎖相式數字頻率合成器實驗 1.在程序分頻器的分頻比N1、10、100三種情況下： （1）測量輸入參考信號的波形； （2）測量頻率合成器輸出信號的波形。 2.測量并觀察最小分頻比與最大分頻比。五、 實驗步驟及注意事項（一）基本鎖相環實驗 1.觀察環路的同步過程 鎖相環在鎖定狀態下，如果輸入信號參考頻率fR保持不變，而VCO的振蕩頻率f0發生飄移導致fV fR時，則在環路的反饋控制作用下，使f0恢

7、復仍然保持fv = fR的狀態，這種過程叫做同步過程。 實驗方法：將圖8-2電路圖中SWB03設置為001狀態，此時分頻比為N1。即將程序分頻器的分頻比設置為1(預置為001狀態)。實驗電路的鎖相環即成為基本鎖相環。其 fV f0/N f0/1 f0 2.觀察環路的跟蹤過程 鎖相環進入鎖定狀態后，如果fV(現等于VCO的振蕩頻率f0)不變，輸入參考頻率發生飄移，則在環路的反饋控制作用下，使f0跟隨著fR的變化而變化，以保持fV=fR的環路鎖定狀態。這種過程叫做跟蹤過程。 實驗方法：在上面實驗的基礎上將外加信號源的頻率(參考頻率fR)逐次改變(模擬fR產生的飄移)，每改變一次fR，觀察一次fV的

8、數值，可以看到，fV跟蹤fR的變化fV=fR的狀態。 3.觀察環路的捕捉過程 鎖相環在初始失鎖狀態下，通過環路反饋控制作用，使VCO的振蕩頻率f0調整fV=fR的鎖定狀態，這個過程稱為捕捉過程。實驗方法：電路連接同前項，TPB02處接頻率計，測量fV的數值，實驗開始時將信號源頻率(fR)遠離VCO的中心振蕩頻率(如令fR高于1.5MHz或遠低于1KH)使環路處于失鎖狀態，即fVfR，然后將fR從高端緩慢地降低(或從低端緩慢地升高)，當降低(或升高)到一定數值，頻率計顯示fV等于fR時即fR捕捉到了fV環路進入鎖定狀態。 4.測試環路的同步帶與捕捉帶 實驗方法：電路連接同前項，令信號源頻率(fR

9、)等于50KHz。這時環路應處于鎖定狀態(fV = fR)。 (1)慢慢增加信號源的頻率，直至環路失鎖(fVfR)。此時信號源的輸出頻率就是同步帶的最高頻率。 (2)慢慢減小信號源的頻率，直至環路鎖定，此時信號源的輸出頻率就是捕捉帶的最高頻率。 (3)繼續慢慢減小信號源的頻率，直至環路失鎖，此時信號源的輸出頻率就是同步帶的最低頻率。 (4)慢慢增加信號源的頻率，直至環路鎖定，此時信號源的輸出頻率就是捕捉帶的最低頻率。(二)鎖相式數字頻率合成器實驗 將SWB03都置于0位，SWB02從置入十進制數9開始，逐漸減置數值，當輸出頻率不符合f0=NfR的關系時，表示fR已不能鎖定VCO的頻率。頻率合成

10、器已不能正常工作。則能滿足f0=NfR關系式的最小的分頻比值，即為該合成器的最小分頻比。同理，增大N的數值能夠滿足f=NfR關系式的最大的分頻比值，即為該合成器的最大分頻比。本合成器分頻比的標準范圍199。六、測量點說明 TPB01：VCO輸入參考信號，即相位比較器輸入信號，它由薄膜鍵盤進行選擇： 1KHZ或2KHZ或外加數字信號。 TPB02：相位比較器輸入信號，通常PD為來自VCO的參考信號。TPB03：VCO壓控振蕩器的輸出信號。 七、實驗報告要求TPB01TPB02TPB03圖8-3 倍頻N=3時VCO波形示意圖畫出電路 框圖及電原理圖,根據實驗內容，畫出相應的波形，并作分析。實驗二

11、FSK(ASK)調制解調實驗一、實驗目的1.掌握FSK(ASK)調制的工作原理及電路組成； 2.掌握利用鎖相環解調FSK的原理和實現方法。二、實驗儀器1.RZ8621D實驗箱1臺2.20M雙蹤示波器1臺3.小平口螺絲刀1只 三、實驗電路工作原理圖9-1 FSK調制解調電原理框圖數字頻率調制是數據通信中使用較早的一種通信方式。由于這種調制解調方式容易實現，抗噪聲和抗群時延性能較強，因此在無線中低速數據傳輸通信系統中得到了較為廣泛的應用。數字調頻又可稱作移頻鍵控FSK，它是利用載頻頻率變化來傳遞數字信息。數字幅度調制ASK本實驗箱沒有做成專門的ASK單元，因為只接通FSK調制單元電路中相加開關K9

12、02的“對1調制”信號，即為ASK調制。（一） FSK調制電路工作原理 FSK調制解調電原理框圖，如圖9-1所示；圖9-2是它的調制電路電原理圖。 輸入的基帶信號分成兩路，一路控制f1=32KHz的載頻，另一路經倒相去控制f2=16KHz的載頻。當基帶信號為“1”時，模擬開關1打開，模擬開關2關閉，此時輸出f1=32KHz，當基帶信號為“0”時，模擬開關1關閉，模擬開關2開通。此時輸出f2=16KHz，于是可在輸出端得到已調的FSK信號。 電路中的兩路載頻(f1、f2)由內時鐘信號發生器產生，兩路載頻分別經射隨、選頻濾波、射隨、再送至模擬開關U902A與U901B(4066)。（二） FSK解

13、調電路工作原理FSK集成電路模擬鎖相環解調器由于性能優越，價格低廉，體積小，所以得到了越來越廣泛的應用。解調電路電原理圖如圖9-3所示。 FSK集成電路模擬鎖相環解調器的工作原理是十分簡單的，只要在設計鎖相環時，使它鎖定在FSK的一個載頻如f1上，對應輸出高電平，而對另一載頻f2失鎖，對應輸出低電平，那末在鎖相環路濾波器輸出端就可以得到解調的基帶信號序列。 FSK鎖相環解調器中的集成鎖相環選用了MC14046。 壓控振蕩器的中心頻率設計在32KHz。圖9-3中R924、R925、CA901主要用來確定壓控振蕩器的振蕩頻率。R929、C916構成外接低通濾波器，其參數選擇要滿足環路性能指標的要求

14、。從要求環路能快速捕捉、迅速鎖定來看，低通濾波器的通帶要寬些；從提高環路的跟蹤特性來看，低通濾波器的通帶又要窄些。因此電路設計應在滿足捕捉時間前提下，盡量減小環路低通濾波器的帶寬。當輸入信號為16KHz時，環路失鎖。此時環路對16KHz載頻的跟蹤破壞。可見，環路對32KHz載頻鎖定時輸出高電平，對16KHz載頻失鎖時就輸出低電平。只要適當選擇環路參數，使它對32KHz鎖定，對16KHz失鎖，則在解調器輸出端就得到解調輸出的基帶信號序列。關于FSK調制原理波形見圖9-4所示。四、實驗內容 測試FSK調制解調電路TP901TP910各測量點波形，并作詳細分析。 1按下實驗箱右測電源開關，電源指示燈

15、亮。2跳線開關設置：K901：12：碼元速率為2KB/s的111100010011010偽隨機碼或2KHz方波，由薄膜鍵盤選擇輸入； 23：PC數據。K902：1-2和3-4均相連時，調制波形疊加合成開關。K903：12：在已調信號中加入噪音(模仿實際通信中的信道噪聲, 可在噪聲模塊中TP108處測得噪聲波形，W101調節噪聲幅度,幅度不宜過大)； 23：不加入噪音（或者跳線拔掉不連）。SW01：12：FSK自環； 23：斷開FSK自環，FSK可通過MODEM接口實現兩個實驗平臺間的雙工通信（此實驗將在后續章節中完成）。 3電位器調節： W901：調節32KHz正弦波幅度大小。 W902：調節

16、16KHz正弦波幅度大小。W903：調節FSK已調信號幅度大小。W904：調節解調電路壓控振蕩器時鐘的中心頻率。 4調節W904電位器使壓控振蕩器工作在32KHz（16 KHz行不行？）。 5注意：當基帶信號的碼元速率與載頻信號的頻率相差太近時,FSK解調端輸出測量點TP910輸出應為不穩定的輸出波形。 6接通開關SW01的1-2腳(自環)或2-3腳(斷開自環)，輸入FSK信號給解調電路，注意觀察“1”、“0”碼內所含載波的數目。7觀察FSK解調輸出TP908TP910波形，并作記錄，并同時觀察FSK調制端的基帶信號，比較兩者波形，觀察是否有失真。FSK頻移鍵控原理波形示意圖（如圖9-4）。

17、圖9-2 FSK調制電路電原理圖圖9-3 FSK解調電路電原理圖FSK頻移鍵控原理波形圖（如圖9-4）vvvvTP903TP904TP905TP907/908TP909TP910對“1”調制對“0”調制 圖9-4 FSK頻移鍵控原理波形圖五. 測量點說明 TP901：32KHz方波信號，由U101芯片(EPM7128)編程產生。 TP902：16KHz方波信號，由U101芯片(EPM7128)編程產生。TP903：32KHz載波信號，可調節電位器W901改變幅度TP904：16KHz載波信號，可調節電位器W902改變幅度 TP905：作為數字基帶信碼信號輸入，由開關K901決定。K901的1與

18、2相連：碼元速率為2KHz的111100010011010碼或2KHz方波由薄膜鍵盤選擇輸入；K901的2與3相連： PC數據輸入。 TP906：FSK調制信號輸出，此測量點需使用雙蹤對比測量，另一蹤（觸發）測量TP905。K902的1-2相連、3-4斷開時，TP906為32KHz載波FSK調制信號輸出；K902的1-2斷開、3-4相連時，TP906為16KHz載波FSK調制信號輸出；K902的1-2和3-4均相連時，TP906為FSK調制信號疊加輸出。TP907：衰減或放大的FSK調制信號輸出。K903的1-2腳相連時，在調制信號中加入噪聲，電位器W101調整噪聲幅度(可在TP108處測得波

19、形)，模擬實際通信中的信道傳輸。TP908：FSK解調信號輸入。SW01的12腳相連時：FSK自環，即同一平臺上調制解調；SW01的23相連時：FSK自環斷開，FSK可通過MODEM接口實現兩個實驗平臺間的雙工通信。 TP909：FSK解調電路中壓控振蕩器輸出時鐘的中心頻率，正常工作時應為32KHz左右，頻偏不應大于2KHz，若有偏差，可調節電位器W904。 TP910：FSK解調信號輸出，即數字基帶信碼信號輸出，波形同TP905。注：在FSK解調時，數字基帶信號的頻率與載頻的頻率應滿足4F fc2的關系，否則它們的頻譜重疊，FSK解調電路解調不出此時的數字基帶信碼信號。六、實驗報告要求 1.

20、若輸入數字信號為序列：01001000110111，畫出FSK、ASK各主要測試點波形。2.寫出改變4046的哪些外圍元件參數對其解調正確輸出有影響? 3.分析其輸出數字基帶信號序列與發送數字基帶信號序列相比有否產生延遲，什么情況下會出現解調輸出的數字基帶信號序列反向的問題?實驗三 二相BPSK（DPSK）調制解調實驗一、實驗目的 1.掌握二相BPSK（DPSK）調制解調的工作原理及電路組成； 2.了解載頻信號的產生方法； 3.掌握二相絕對碼與相對碼的碼變換方法。二、實驗儀器1.RZ8621D實驗箱1臺2.20M雙蹤示波器1臺3.小平口螺絲刀1只 三、實驗電路工作原理（一）調制實驗： 在本實驗

21、中，絕對移相鍵控（PSK）是采用直接調相法來實現的，也就是用輸入的基帶信號直接控制已輸入載波相位的變化來實現相移鍵控。PSK調制在數字通信系統中是一種極重要的調制方式，它具有優越的抗干擾噪聲性能及較高的頻帶利用率。因此，PSK在許多場合下得到了十分廣泛的應用。本實驗中PSK調制模塊原理框圖（如圖10-1）。從圖10-1可見，二相PSK(DPSK)載波為1.024MHz，數字基帶信號有32Kbit/s偽隨機碼、2KHz方波、CVSD編碼信號、PC數據等。1.載波倒相器 模擬信號的倒相通常采用運放來實現。電路由U301B等組成，來自1.024MHz載波信號輸入到U301的反相輸入端6腳，在輸出端即

22、可得到一個反相的載波信號，即p相載波信號。為了使0相載波與p相載波的幅度相等，在電路中加了電位器W301和W302。2.模擬開關相乘器對載波的相移鍵控是用模擬開關電路實現的。 0相載波與p相載波分別加到模擬開關1：U302：A的輸入端（1腳）、模擬開關2：U302：B的輸入端（11腳），在數字基帶信號的信碼中，它的正極性加到模擬開關1的輸入控制端（13腳），它反極性加到模擬開關2的輸入控制端（12腳）。用來控制兩個同頻反相載波的通斷。當信碼為“1”碼時，模擬開關1的輸入控制端為高電平，模擬開關1導通，輸出0相載波，而模擬開關2的輸入控制端為低電平，模擬開關2截止。反之，當信碼為“0”碼時，模擬

23、開關1的輸入控制端為低電平，模擬開關1截止。而模擬開關2的輸入控制端卻為高電平，模擬開關2導通。輸出p相載波，兩個模擬開關的輸出通過載波輸出開關K301合路疊加后輸出為二相PSK調制信號，如圖10-2所示。在數據傳輸系統中，由于相對移相鍵控調制具有較強的抗干擾噪聲能力，在相同的信噪比條件下，可獲得比其他調制方式（例如：ASK、FSK）更低的誤碼率，因而廣泛應用在實際通信系統中。相對移相，就是利用前后碼元載波相位相對變化來傳遞信息，所以也稱為“差分移圖10-1 圖10-2 模擬開關相乘器工作波形相”。DPSK調制是采用碼型變換加絕對調相來實現，即把數據信息源（如偽隨機碼序列、增量調制編碼器輸出的

24、數字信號）作為絕對碼序列an，通過碼型變換器變成相對碼序列bn，然后再用相對碼序列bn，進行絕對移相鍵控，此時該調制的輸出就是DPSK已調信號。 DPSK是利用前后相鄰碼元對應的載波相對相移來表示數字信息的一種相移鍵控方式。 絕對碼是以基帶信號碼元的電平直接表示數字信息的，如規定高電平代表“1”，低電平代表“0”。相對碼是用基帶信號碼元的電平與前一碼元的電平有無變化來表示數字信息的，如規定：相對碼中有跳變表示1，無跳變表示0。 絕對碼絕對碼數字信息相對碼數字信息相對碼 參考TP304相對碼轉換波形PSK實驗中選擇DPSK對絕對碼調制波形對相對碼調制波形TP110偽隨機碼波形 TP110 參考

25、圖10-3 BPSK、DPSK編碼波形TP110圖10-4（a）是相對碼編碼器電路，可用模二加法器延時器（延時一個碼元寬度Tb）來實現這兩種碼的互相轉換。當選擇DPSKTP110 圖10-4（a） 相對碼編碼器電路 圖10-4（b） 工作波形 設輸入的相對碼an為1110010碼，則經過相對碼編碼器后輸出的相對碼bn為1011100，即bn= an bn1。 圖10-4（b）是它的工作波形圖。（二）解調實驗二相BPSK(DPSK)解調器的總電路方框圖如圖10-5所示。該解調器由三部分組成：載波提取電路、位定時恢復電路與信碼再生整形電路。載波恢復和位定時提取，是數字載波傳輸系統必不可少的重要組成

26、部分。載波恢復的具體實現方案是和發送端的調制方式有關的，以相移鍵控為例，有：N次方環、科斯塔斯環(Constas環)、逆調制環和判決反饋環等。近幾年來由于數字電路技術和集成電路的迅速發展，又出現了基帶數字處理載波跟蹤環，并且已在實際應用領域得到了廣泛的使用。但是，為了加強學生基礎知識的學習及對基本理論的理解，我們從實際出發，選擇科斯塔斯環解調電路作為基本實驗。 1.二相(BPSK，DPSK)信號輸入電路 由BG701(3DG6)組成射隨器電路，對發送端送來的二相(BPSK、DPSK)信號進行前后級隔離，由U701(LM311)組成模擬信號放大電路，進一步對輸入小信號的二相(PSK、DPSK)信

27、號進行放大后送至鑒相器1與鑒相器2分別進行鑒相。 圖10-5 解調器總方框圖 2. 科斯塔斯環提取載波原理科斯塔斯環由U701(LM311)模擬運放放大后的信號分兩路輸出至兩鑒相器的輸入端，鑒相器1與鑒相器2的控制信號輸入端的控制信號分別為0相載波信號與/2相載波信號。這樣經過兩鑒相器輸出的鑒相信號再通過有源低通濾波器濾掉其高頻分量，再由兩比較判決器完成判決解調出數字基帶信碼，由U706A與U707A構成的相乘器電路，去掉數字基帶信號中的數字信息。得到反映恢復載波與輸入載波相位之差的誤差電壓Ud, Ud經過環路低通濾波器R718、R719、C706濾波后，輸出了一個平滑的誤差控制電壓，去控制V

28、CO壓控振蕩器74S124。它的中心振蕩輸出頻率范圍從1Hz到60MHz，工作環境溫度在070，當電源電壓工作在+5V、頻率控制電壓與范圍控制電壓都為+2V時，74S124的輸出頻率表達式為：f0 = 510-4/Cext，在實驗電路中，調節精密電位器W701(100K)的阻值，使頻率控制輸入電壓(74LS124的2腳)與范圍控制輸入電壓(74LS124的3腳)基本相等，此時，當電源電壓為+5V時，才符合：f0 = 510-4/Cext,再變改電容CA701(80Pf110Pf),使74S124的7腳輸出為2.048NHZ方波信號。74S124的6腳為使能端，低電平有效，它開啟壓控振蕩器工作；

29、當74S124的第7腳輸出的中心振蕩頻率偏離2.048MHz時，此時可調節W701，用頻率計監視測量點TP702上的頻率值，使其準確而穩定地輸出2.048MHz的載波信號。該2.048MHz的載波信號經過分頻(2)電路：U709一次分頻變成1.024MHz載波信號，并完成/2相移相。由U709B的9腳輸出/2相去鑒相器2的控制信號輸入端U302D(4066)的6腳，由U709A的5腳輸出0相載波信號去鑒相器1的控制信號輸入端U302C(4066)的5腳。這樣就完成了載波恢復的功能，此時K701需選擇1-2腳。圖10-6是該解調環各輸出測量點波形圖，從圖中可看出該解調環路的優點是： 該解調環在載

30、波恢復的同時，即可解調出數字信息。 該解調環電路結構簡單，整個載波恢復環路可用模擬和數字集成電路實現。但該解調環路的缺點是：存在相位模糊。四、實驗內容 1.二相PSK調制實驗調整好載波幅度，觀察TP301TP306各測量點的波形。如圖10-7 BPSK調制模塊波形示意圖。2.PSK解調實驗3. PSK解調載波提取實驗將PSK的電路調整到最佳狀態，逐一測量TP701TP705各點處的波形，畫出波形圖并作記錄，注意相位、幅度之間的關系。五、實驗步驟及注意事項1打開實驗箱右側電源開關，電源指示燈亮。2跳線開關、鍵盤設置功能如下：J301（數字基帶信號的設置）：1-2腳相連（鍵盤控制輸出），偽隨機碼3

31、2KB/s碼型為111100010011010的BPSK（01項）或其相對碼DPSK或2KHz的0101碼（02項），由薄膜鍵盤選擇確認后輸出。當薄膜鍵盤選擇“03 D32KHZ”時，可將TP304波形與TP110點波形進行對比，觀測絕對碼與相對碼的轉換關系；K703選擇“PSK”，可在TP711點觀測到由TP705點DPSK解調波形的再生、相絕轉換后的絕對碼波形，應同TP110。5-6腳相連，輸入CVSD（M）編碼的數字輸出信號；9-10腳相連，傳輸PC機數據，可為PC機文件或短消息數據。K301：調制載波的設置。1-2和3-4均相連，“0”、“1”調制載波的疊加合成開關。K302（信道噪聲

32、的設置）：12：在已調信號中加入噪音，電位器W101調整噪聲電平（左上角）,可在噪聲模塊中TP108處測得波形(仿真通信中的信道噪聲，噪聲幅度不要太大)； 23：不加入噪音。SW02（信道選擇的設置）：12：PSK自環（自環實驗時必須選擇）； 23：斷開自環，PSK可通過MODEM接口實現兩個實驗平臺間的雙工通信（此實驗將在后續章節中完成）。3 將本實驗電路調整到最佳狀態，逐一測量TP301TP306、TP701TP705各點處的波形，畫出波形圖并作記錄，注意相位、幅度之間的關系。 圖106 同相正交解調環各點波形圖六、測量點說明 TP301：頻率為1.024MHz方波信號，由U101芯片(E

33、PM240)編程產生， TP302：1.024MHZ載波正弦波信號，可調節電位器W301改變幅度（一般2V左右）。 TP303：1.024MHZ載波正弦波信號，與TP302反相，可調節電位器W302改變幅度。TP304：作為數字基帶信碼信號輸入波形，由開關J301和薄膜鍵盤選擇決定。1-2腳相連，偽隨機碼32KB/s碼型為111100010011010 BPSK或其相對碼DPSK或2KHz的方波，由薄膜鍵盤選擇輸出；5-6腳相連，輸入CVSD（M）編碼模塊的數字編碼信號輸出；9-10腳相連，PC機數據。TP305：PSK調制信號輸出波形。由開關K301決定。1-2相連3-4斷開時，TP305為

34、0相載波輸出； 1-2斷開3-4相連時，TP305為相載波輸出； 1-2和3-4相連時，TP305為PSK調制信號疊加輸出。注意兩相位載波幅度需調整相同，否則調制信號在相位跳變處易失真。TP306：衰減或放大的PSK調制信號輸出。可調節電位器W303改變幅度。K302的1-2腳相連時，在調制信號中加入噪聲，模擬實際通信中的信道傳輸。TP701：PSK解調信號輸入波形。由開關SW02決定。12腳相連時：PSK自環，即同一平臺上PSK調制解調；23相連時：PSK自環斷開，PSK可通過MODEM接口實現兩個實驗平臺間的雙工通信。 TP702：壓控振蕩器輸出2.048MHz的載波信號，建議用頻率計監視

35、測量該點上的頻 率值有偏差時，此時可調節W701，使其準確而穩定地輸出2.048MHz的載波信號，即可解調輸出數字基帶信號。此時K701需選擇1-2腳。 K701：1-2腳連為通過科斯塔斯環提取載波時鐘 2-3腳連為CPLD直接給解調電路送一個載波同步時鐘 TP703：頻率為1.024MHz的0相載波輸出信號。 TP704：頻率為1.024MHz的/2相載波輸出信號，對比TP703。TP705：PSK解調輸出波形，即數字基帶信號（見“數字同步與眼圖觀察”模塊）。對于BPSK方式的科斯塔斯環解調時存在相位模糊問題，解調出的基帶信號可能倒相，此時將K701（載波同步時鐘）拔插幾次，直到解調出的基帶

36、信號與原信號相位一致。TP711：當薄膜鍵盤選擇“03 D32KHZ”，即DPSK調制方式時，此測試點為相絕轉換波形，可將TP711波形與TP705、TP110點波形進行對比。此時，當TP705與TP304波形相位反向時，TP711波形也應與TP110波形一致。七、實驗報告要求 1.簡述DPSK調制解調電路的工作原理及工作過程。 2.若輸入數字序列為：011001110010，根據實驗測試記錄（波形、頻率、相位、幅度以及時間對應關系），依此畫出調制解調器各測量點的工作波形，并給以必要的說明。實驗四 眼圖觀察測量實驗 一、實驗目的學會觀察眼圖及其分析方法，調整傳輸濾波器特性。二、實驗儀器1.RZ

37、8621D實驗箱1臺2.20M雙蹤示波器1臺三、實驗原理 在整個通信系統中，通常利用眼圖方法估計和改善（通過調整）傳輸系統性能。 我們知道，在實際的通信系統中，數字信號經過非理想的傳輸系統必定要產生畸變，也會引入噪聲和干擾，也就是說，總是在不同程度上存在碼間串擾。在碼間串擾和噪聲同時存在情況下，系統性能很難進行定量的分析，常常甚至得不到近似結果。為了便于評價實際系統的性能，常用觀察眼圖進行分析。 眼圖可以直觀地估價系統的碼間干擾和噪聲的影響，是一種常用的測試手段。 什么是眼圖? 所謂“眼圖”，就是由解調后經過接收濾波器輸出的基帶信號，以碼元同步時鐘作為同步信號在示波器屏幕上顯示的波形。干擾和失

38、真所產生的傳輸畸變，可以在眼圖上清楚地顯示出來。因為對于二進制信號波形，它很像人的眼睛的過程眼圖。 在圖12-1中畫出兩個無噪聲的波形和相應的“眼圖”，一個無失真，另一個有失真(碼間串擾)。圖12-1中可以看出，眼圖是由虛線分段的接收碼元波形疊加組成的。眼圖中央的垂直線表示取樣時刻。當波形沒有失真時，眼圖是一只“完全張開”的眼睛。在取樣時刻，所有可能的取樣值僅有兩個：+1或-1。當波形有失真時，在取樣時刻信號取值分布在小于+1或大于-1附近，“眼睛”部分閉合。這樣，保證正確判決所容許的噪聲電平就減小了。換言之，在隨機噪聲的功率給定時，將使誤碼率增加。“眼睛”張開的大小就表明失真的嚴重程度。為便

39、于說明眼圖和系統性能的關系，我們將它簡化成圖12-2的形狀。由此圖可以看出：(1)最佳取樣時刻應選擇在眼睛張開最大的時刻；(2)眼睛閉合的速率，即眼圖斜邊的斜率，表示系統對定時誤差靈敏的程度，斜邊愈陡，對定位誤差愈敏感；(3)在取樣時刻上，陰影區的垂直寬度表示最大信號失真量；(4)在取樣時刻上，上下兩陰影區的間隔垂直距離之半是最小噪聲容限，噪聲瞬時值超過它就有可能發生錯誤判決；(5)陰影區與橫軸相交的區間表示零點位置變動范圍，它對于從信號平均零點位置提取定時信息的解調器有重要影響。實驗室理想狀態下的眼圖如圖12-3所示。衡量眼圖質量的幾個重要參數有： 1.眼圖開啟度(U-2U)/U指在最佳抽樣

40、點處眼圖幅度“張開”的程度。無畸變眼圖的開啟度應為100%。 圖12-1 無失真及有失真時的波形及眼圖 (a) 無碼間串擾時波形；無碼間串擾眼圖 (b) 有碼間串擾時波形；有碼間串擾眼圖 圖12-2 眼圖的重要性質 其中U=U+U- 2.“眼皮”厚度2U/U 指在最佳抽樣點處眼圖幅度的閉合部分與最大幅度之比，無畸變眼圖的“眼皮”厚度應等于0。 3.交叉點發散度T/T 指眼圖過零點交叉線的發散程度，無畸變眼圖的交叉點發散度應為0。 4.正負極性不對稱度 指在最佳抽樣點處眼圖正、負幅度的不對稱程度。無畸變眼圖的極性不對稱度應為0。最后，還需要指出的是：由于噪聲瞬時電平的影響無法在眼圖中得到完整的反

41、映，因此，即使在示波器上顯示的眼圖是張開的，也不能完全保證判決全部正確。不過，原則上總是眼睛張開得越大，誤判越小。在圖12-3中給出從示波器上觀察到的比較理想狀態下的眼圖照片。 (a) 二進制系統 (b) 隨機數據輸入后的二進制系統圖12-3 實驗室理想狀態下的眼圖四、 實驗內容1.理想眼圖觀察；2.有噪聲眼圖觀察；3.接收濾波器的特性調整。五、實驗步驟1 打開實驗箱右側電源開關，電源指示燈亮。2 用無干擾眼圖波形對接收濾波器（這里可視為整個信道傳輸濾波器）的特性加以調整，使之構成一個等效的理想低通濾波器。開關K703的1-2腳相連，將CPLD的可編程信號發生器產生的32Kbit/s數字基帶信

42、號直接送入接收濾波器，按照下面的眼圖觀察方法連接調節好雙蹤示波器，此時，調整W702將升余弦波波形的幅度峰峰值約5V左右，調整W703直到TP708點波形出現過零點波形重合、線條細且清晰的眼圖波形（即無碼間串擾、無噪聲時的眼圖）。在調整W703過程中，可發現眼圖過零點波形重合時W703的位置不是唯一的，它正好驗證了無碼間串擾的傳輸特性不唯一。眼圖觀測方法：用示波器的一根探頭（觸發TRTIGGER檔）放在TP901上（可視為其同步時鐘，碼元周期T），另一根探頭放在TP708上（數字基帶信號的升余弦波），調整示波器的掃描周期（=nT），使TP708的升余弦波波形的余輝反復重疊（即與碼元的周期同步）

43、，則可觀察到n只并排的眼圖波形。眼圖上面的一根水平線由連1引起的持續正電平產生，下面的一根水平線由連0碼引起的持續的負電平產生，中間部分過零點波形由1、0交替碼產生。3 開關K703的2-3腳相連，將PSK解調模塊解調還原的數字基帶信號送入眼圖電路。4 調整好PSK調制解調電路，在PSK模擬傳輸信道中不加入噪聲的情況下（即K302的2-3腳連），觀察TP708測量點的眼圖波形（可適當調整W703）；5 調整好PSK調制解調電路，在PSK模擬傳輸信道中加入噪聲（即K302的1-2腳連），慢慢調整噪聲信號的幅值（噪聲模塊中電位器W101），觀察TP708測量點，即受噪聲干擾的眼圖波形，可以看到眼圖

44、線條明顯變粗，眼睛張開度變小（注意噪聲幅度不要太大，否則PSK將無法解調出基帶信號，J301也最好選擇“CPLD”）；無噪聲有碼間串擾時，TP708點的升余弦波波形將發生畸變，這時眼圖的過零點波形彌散，不像無碼間串擾時波形清晰。這幾條線越靠近，表明碼間串擾越小，反之波形越彌散，表示碼間串擾越大。有噪聲無碼間串擾時，TP708點的升余弦波波形的線，將變成模糊的帶狀線。噪聲越大，線條越寬，越模糊。五、測量點說明1TP705:為數字信號源產生、PSK解調輸出、FSK解調輸出的數字基帶信號。2TP708:為升余弦波波形，眼圖觀察測量點。 3. 其余測試點待用。六、實驗報告要求1.分析電路的工作原理，敘

45、述其工作過程。2.敘述眼圖的產生原理以及它的作用。3.繪出實驗觀察到的幾種情況下的升余弦波形及眼圖形狀。實驗五 基帶信號AMI / HDB3碼編譯碼實驗一、實驗目的1.熟悉AMI / HDB3碼編譯碼的工作過程；2.觀察AMI / HDB3碼碼型變換編譯碼電路的測量點波形。二、實驗儀器1.RZ8621D實驗箱1臺2.20M雙蹤示波器1臺三、實驗原理在分析HDB3碼碼數字基帶信號傳輸及HDB3碼碼型變換線路編譯碼工作原理之前，學生可以對HDB3碼專用集成電路CD22103芯片作一個了解，詳見所附光盤CD22103，本實驗中采用CPLD實現其功能。（一） HDB3碼電路的工作原理AMI碼的全稱是傳

46、號交替反轉碼。這是一種將消息代碼0（空號）和1（傳號）按如下規則進行編碼的碼：代碼的0仍變換為傳輸碼的0，而把代碼中的1交替地變換為傳輸碼的1、1、1、1由于AMI碼的信號交替反轉，故由它決定的基帶信號將出現正負脈沖交替，而0電位保持不變的規律。由此看出，這種基帶信號無直流成分，且只有很小的低頻成分，因而它特別適宜在不允許這些成分通過的信道中傳輸。從AMI碼的編碼規則看出，它已從一個二進制符號序列變成了一個三進制符號序列，而且也是一個二進制符號變換成一個三進制符號。把一個二進制符號變換成一個三進制符號所構成的碼稱為1B1T碼型。AMI碼除有上述特點外，還有編譯碼電路簡單及便于觀察誤碼情況等優點

47、，它是一種基本的線路碼，并得到廣泛采用。但是，AMI碼有一個重要缺點，即當它用來獲取定時信息時，由于它可能出現長的連0串，因而會造成提取定時信號的困難。為了保持AMI碼的優點而克服其缺點，人們提出了許多改進的方法，HDB3碼就是其中有代表性的一種。 HDB3碼是三階高密度碼的簡稱。HDB3碼保留了AMI碼所有的優點（如前所述），還可將連“0”碼限制在3個以內，克服了AMI碼出現長連“0”過多，對提取定時鐘不利的缺點。HDB3碼的功率譜基本上與AMI碼類似。由于HDB3碼諸多優點，所以CCITT建議把HDB3碼作為PCM傳輸系統的線路碼型。 如何由二進制碼轉換成HDB3碼呢？ HDB3碼編碼規則

48、如下： 1二進制序列中的“0”碼在HDB3碼中仍編為“0”碼，但當出現四個連“0”碼時，用取代節000V或B00V代替四個連“0”碼。取代節中的V碼、B碼均代表“1”碼，它們可正可負（即V+=1，V-=1，B+=1，B-=1）。 2取代節的安排順序是：先用000V，當它不能用時，再用B00V。000V取代節的安排要滿足以下兩個要求：（1） 各取代節之間的V碼要極性交替出現（為了保證傳號碼極性交替出現，不引入直流成份）。（2） V碼要與前一個傳號碼的極性相同（為了在接收端能識別出哪個是原始傳號碼，哪個是V碼？以恢復成原二進制碼序列）。 當上述兩個要求能同時滿足時，用000V代替原二進制碼序列中的

49、4個連“0”（用000V+或000V-）；而當上述兩個要求不能同時滿足時，則改用B00V（B+00V+或B-00V-，實質上是將取代節000V中第一個“0”碼改成B碼）。 3HDB3碼序列中的傳號碼（包括“1”碼、V碼和B碼）除V碼外要滿足極性交替出現的原則。 下面我們舉個例子來具體說明一下，如何將二進制碼轉換成HDB3碼。二進制碼序列: 1 0 0 0 0 1 0 1 0 0 0 0 0 1 1 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 1HDB3碼碼序列:V+ -1 0 0 0 V- +1 0 1 B+ 0 0 V 0 1 +1 1 0 0 0 V- B+ 0 0 V+ 0 1從上例可以看出

50、兩點： （1）當兩個取代節之間原始傳號碼的個數為奇數時，后邊取代節用000V；當兩個取代節之間原始傳號碼的個數為偶數時，后邊取代節用B00V。（2）V碼破壞了傳號碼極性交替出現的原則，所以叫破壞點；而B碼未破壞傳號碼極性交替出現的原則，叫非破壞點。 雖然HDB3碼的編碼規則比較復雜，但譯碼卻比較簡單。從上述原理看出，每一個破壞符號V總是與前一非0符號同極性（包括B在內）。這就是說，從收到的符號序列中可以容易地找到破壞點V于是也斷定V符號及其前面的3個符號必是連0符號，從而恢復4個連0碼，再將所有1變成1后便得到原消息代碼。圖131 NRZHDB3碼編碼工作波形（三）電路的工作過程譯碼是編碼的逆

51、過程。其波形如圖132所示。但CP2應比譯碼輸入（AIN、BIN）稍有延時。環路測試由LTE控制，若LTEH，則OUT1、OUT2內部短接到對應的AIN、BIN，此時NRZ0應為NRZi，但延后8個時鐘周期左右。CP3為AIN、BIN相加波形，供收端提取時鐘用。圖132 HDB3譯碼工作波形 圖13-3 HDB3碼編譯碼自環電原理圖（四）實驗電路工作原理采用SC22103專用芯片實現AMIHDB3碼的電原理圖如圖13-3所示。在該電路模塊中，沒有采用復雜的線圈耦合的方法來實現AMIHDB3碼，而是采用UA02A(TL084)對HDB3碼的輸出進行變換。輸入的碼流由UA01的1腳在2腳時鐘信號的

52、推動下輸入，HDB3碼與AMI由KA01選擇。編碼之后的結果在UA01的14、15腳輸出。而后在電路上直接由UA01的11、13腳返回（實際通信中，譯碼電路應接收正負電平的AMIHDB3碼，整流后獲得同步時鐘，并通過處理獲得正向編碼和負向編碼。我們這里只是作自環演示，省略了上述過程），再由UA03進行譯碼。正確譯碼之后TPA01與TPA08的波形應一致，但由于HDB3碼的編譯碼規則較復雜，當前的輸出HDB3碼字與前4個碼字有關，因而HDB3碼的編譯碼時延較大。本實驗中采用CPLD技術實現AMIHDB3碼的原理與上述同，只是實現手段不一樣罷了。AMI與HDB3碼的選擇可通過薄膜設置， AMIHD

53、B3碼的編譯碼工作波形如圖13-5所示（為了便于說明，編碼電路各波形的時延都已略去）。四、實驗內容1.AMI / HDB3碼型變換編碼觀察實驗；2.AMI / HDB3碼型變換譯碼觀察實驗。五、跳線開關設置KA01：第一排，待用；第二排，64Kb/s的偽隨機碼輸入；第三排，PCM模塊的數字編碼時分復用信號輸入（后面綜合實驗介紹）。六、實驗步驟及測量點說明 TPA01：發端數字基帶信碼輸入。（1）KA01第二排，由薄膜鍵盤選擇“線路編譯碼”中的AMI或HDB3碼。 “PN32”為128Kb/s的偽隨機碼輸入，碼型為：11111111111111111100000000000011110000000011111111000011110000，對比TPA02；“數據源選擇”，8位手工編制數字信號，速率為128Kb/s。方向上鍵表示“1”，方向下鍵表示“0”，每位數據按“確認”鍵輸入，8位全部設置完后，即輸出設置的信號。可置全“0”，